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单周期控制的参考文献
并联单周期控制三相PFC整流器
——杨晨和科越马斯梅德利,IEEE的高级会员
摘要：
并联三相功率因数校正（PFC）整流器，大功率应用是一个关键问题，因为它的功率范围延伸到一个更高的水平，并允许采用模块化设计,这对于电流共享和循环电流控制模块之间的技术来说是一个挑战。
本文在两个并联整流器上研究这些现象，提出了一种新的电流共享的方法基于单周期控制（OCC）与向量运算和双极性操作。
原来的OCC电路和各个模块之间的通信路径中，输入电流共享和循环电流是有限的，而OCC优点，如恒定的开关频率，没有乘法器，和简单的电路，将被保留。
两个OCCPFC整流器各为2.5千瓦的建造和使用提出的并联方法绑在一起。
实验已经证明了这种方法的简单性和有效性。
索引条款：
循环电流，电流共享，单周期控制（OCC），并联整流，功率因数校正（PFC），向量运算。
一、引言
对于高功率应用，三相电源常用在交流-直流的情况下，通常有两种配置，一个是三个单相功率因数校正（PFC）整流器的组合，另一个是三相PFC整流器。
后者具有独特的优势。
首先，能流是恒定的，这可以降低电容器的数目和大小;第二，更少的使用交换机;第三，由于较高的效率，降低了开关损耗和传导损耗，而且，单周期控制（OCC）技术的控制电路与三相整流的控制电路一样的简单。
此外，三相PFC整流器并联运行的功率范围延伸到一个更高的水平，并允许模块化的设计。
以往，N1模块目的用于处理冗余，以提高系统的可靠性。
然而，并联仍然不无风险。
相关的并行PFC整流器在三相系统中有两个主要问题，如下所示：
1）所有的模块的电流共享2）产生的相位不同的并联模块的循环电流。
已经报道了许多方法以解决第一个问题。
在所有的方法中，“自动主”（或称为“民主的电流共享”）方法得到广泛的普及，因为其简单，易于扩展的。
然而，其局限性是互连参考总线之间需要的所有模块直接电流调节。
至于循环电流而言，有许多文献致力于研究其抑制方案。
在文献[7]中，一个三相隔离变压器是用来阻止分离每个PFC模块的输入的循环电流的通路。
但是，变压器的笨重，尤其是对于高功率应用。
在文献[8]，循环路径的阻抗间增加电抗器。
此方法用于高频循环电流是有效的。
对于在低的频率，例如两个不同的模块的拍频电流，该反应器可以是太笨重。
在文献[9]和[10]，所有模块之中，将它们作为一个单一转换器的部分插入同步控制。
然而，这种方法需要一些高频的通信信号，是容易受噪声污染的，并且转换器的安装不灵活。
第[11]文献提出一个非零向量空间矢量调制（SVM），以避免循环电流当并联PFC整流器间断SVM控制的可能性。
它虽然不连续，但支持向量有效地降低了开关损耗，不连续的6个区域的边界处的平均占空比给了循环电流一个机会，因为在连续的区域中使用两种类型的零矢量。
然而，非零矢量SVM的方法给出了一个较大的电流纹波。
第[13]文献，在零矢量的占空比的控制变量引入并联PFC整流器的平均模型的基础上。
通过控制零矢量的持续时间与一阶的电流控制回路，循环的电流可以被极大地抑制。
为了改善瞬态表现所提出的方法，文章[14]提出的连续和离散变结构控制方法，这是基于DQ变换的信息。
[11]，[13]，[14]，以DSP或微处理器为基准计算，向量选择，或转换信号，这可能会增加电路的复杂性和成本，在控制电路时，通常需要使用。
图1.三相PFC整流器。
本文提出了一个新的基于OCC并联方法，以便让每个模块的输入电流，根据其额定功率和控制的所有模块之中循环电流，同时保持低开关损耗。
任务1），用于互连线电流共享在所有的模块共享一个直流信号。
任务2），用于向量操作和双极性工作模式之间的交替，也就是说，当两个并联三相OCCPFC整流器向量中的操作模式时，循环电流在预先设定的极限之内，一旦循环电流超过极限时，OCC与双极操作模式不工作，直到流通电流下降到低于极限。
预设的限制是这样选择的循环电流是可以接受的，整流器大部分时间是向量中的操作模式。
通过这种方式，保留矢量操作的低开关损耗的优点。
这种方法的实施，涉及除了原始OCC控制器之外的每个模块轻微OCC控制器之间的通信。
由于这种方法只需要在所有的模块之间共享一个DC信号，通信负担是最小的，而且并联模块的安装是灵活的。
OCC并联的控制方法，并不一定需要DSP，微处理器，或乘法器计算作参考，同时保持恒定的开关频率和简单的电路的优点。
在本文中，简要在第二节回顾了OCCPFC与向量运算和双极操作，然后，在第三节对PFC整流器并联运行进行了分析，第四节介绍了拟议的PFC整流器的控制核心，和并联的性能，第五节中进行了实验验证;在第六节给出结论。
二、三相OCCPFC整流器
图1示出了典型的六开关PFC整流器桥拓扑。
假设各臂的上部和下部的开关操作互补的开关频率远远高于行频，桥是相当于三个电压控制电压源，图2显示了其等效平均模型。
来自[15]中的输入和输出的关系如下：
其中Dan，Dbn和Dcn分别是San，Sbn，Scn的占空比。
由于上述
（1）的矩阵是奇异的，没有独特的解决方案。
在OCCPFC与向量操作模式和双极性工作模式下，可以实现如下。
图2.PFC的平均模型
图3.单周期内的波形
图4.等效双Boost电路
A.OCCPFC用向量操作模式
向量操作模式，一个周期，如图.3所示，可分为6个区域，根据各相电压的零交叉点。
在每个区域中，由两个开关的主导，其电压是相反的，另外两个开关在整个区域中保持ON和OFF时，其他相的开关，在控制开关频率。
在这种方式中，六开关桥可解耦成并联连接的双升压拓扑结构。
例如，在区域（0度〜60度），如图所示.4，在整个地区中开关Sbn保持开通和SBP关断，而开关Sap,San,Scp和Scn控制开关频率。
该电路可以被视为一个并联连接的双升压转换器,输入电压为νab和νcb。
图5.OCCPFC控制器采用矢量操作模式
因此，在区域1，让Dbn=1，设νj=Re•Ij（j=A，B，C）代入
（1）中，控制方程可以推导出：
Vm是所产生的电压反馈补偿，RS是电流检测电阻，Re是模拟的电阻。
从
（2）中看，只有两相电流需要用于产生在每个区域的两个独立的占空比。
第三电流从其他两个计算，因为ia+ib+ic=0在一个单独的PFC整流器中总是满足的。
没有在高频率切换在每个区域的电流相位。
因此，开关损耗也大大降低。
同样等效电路和控制其他区域的关键方程，可以推导出由相同的装置、相同区域的控制电路。
其由一个电流选择电路和一个驱动信号分配器指定根据的选择信号，如图.5所示，可以实现所有的控制方程。
B.OCCPFC双极性工作模式
在双极模式操作，由控制的主要方程，推导出
其中Rs是电流检测电阻。
Vm是反馈补偿器的电压：
Vm=Rs*（E/Re）K1，其中Re是仿真的电阻。
为方便起见，K1被选择为0.5。
在每个开关周期中，所有的三相电流可以感测到开关的开通和关断，因此，它们紧紧跟随其相应的电压。
它不需要满足ia+ib+ic=0的条件，虽然它在一个单独的PFC整流器自动满足。
由于所有在开关频率上的开关操作，开关损耗高于OCCPFC整流器与矢量运算。
OCCPFC控制器与双极性工作模式如图.6。
图6.OCCPFC控制器与双极操作模式
三、OCCPFC并联运行
在并联中，两个或两个以上的整流器是联系在一起的分担负载。
在本文中，为了方便，系统将讨论两个的情况。
图.7示出了两个PFC整流器在输入端和输出端直接连接。
以下是有关并联的两个方面:
A.电流并联
交流输入电流根据每个模块的额定功率,在整流器并联时，有时会产生不同的额定功率,这是可取的。
从
（2）中，可以得到下面的公式：
，其中νj和ij是相电压和电流。
图7.两个PFC整流器并联运行
图8.Vm并联的方法
可以观察到（5），ij仅被Rs影响，Vm为每个整流器提供相同的电压，因为在这样的配置中共享νj和E。
没有任何非线性或计算值，这使得它们之间的能量分配非常简单和可靠的。
通过这种方式，当并联时，与Rs值不同的模块，共享总负载的不均匀部分。
由式（5）中的任何模块，输入功率可以推导出
其中，Vl-l，rms是输入线到线电压的有效值。
根据上述分析，在两个模块之间共享一个共同的直流基准电压的信号Vm。
图.8示出了共用的Vm，其中Avi（s）（i=1，2）是电压环路补偿器。
通过在一个共阴极配置的两个二极管输出的连接的电压补偿器Avi（s）。
选择较大的输出电压Vm的，它被分配到控制器的脉冲宽度调制信号的生成。
B.循环电流控制
图9.等效电路的并联式PFC
图10.等效电路的循环电流
由于直接连接的两个整流器，循环电流在它们之间流动是可能的。
当两个相同的单元并联，不受管制的循环电流可能导致其输入电流将处于不平衡状态，从而降低其性能，甚至损害组件。
为了研究循环电流的原因，两个并联的整流器可以表示的等效电路包含双并联Boost电路，如图所示.9。
虽然等效电路是在区域I中，但所有其他区域，也可以进行类似的分析。
在图9，Rc1〜Rc4代表串联电阻，RL为负载（RC1〜RC4«RL）。
在OCC中的矢量操作模式，Sbn总是ON和Sbp总是为OFF。
每个开关周期开始时，San和Scn在同一时间转向ON。
然后，一个San或Scn将先关闭。
接着，将另一个关闭，最后，电流通过续流二极管和电容器Lb的并联连接，这两个整流器的电流之间的交联成为了可能。
例如，San1被关闭时，ia1“看到”的两条路径回流到源如下：
无论是通过C1和Lb1的回来，或者通过RC1，RC3，C2，和Lb2的回来（如图中的虚线图9中）。
其他的电流，如ia2，ic1，ic2，也可以类似分析。
其结果是，ib1和ib2可能不相等，这导致了一种不平衡PFC1和PFC2之间（图7所示）的一种不平衡。
这可以被看作是一个循环流动的电流通过这两个界面，如在图.10中所示的等效电路，其中iz是等效的两个整流器之间的循环电流。
自PFC1和PFC2不同步起，他们可能不会同时进入下一个区域。
此外，两个相邻的区域的开关相电流有不同的切换策略，如I区的ib和Ⅱ区的ia是不同的。
因此，iz可能有一个阶跃变化，在每个区域的交叉点，这是关系到前一个区域中的循环电流和不同步的跨区域动作。
虽然在图.10中的循环回路没有电源，但是这将使iz在一阶系统有一个初始值和波动。
假设Rc1〜Rc4上的电压降远小于E1或E2，E1≈E2。
前提是两个相同的PFC整流器并联，（3）保持等于两个整流器的Re相等，E,Rs,共享Vm的是相同的。
因此，在区域一，ia1、ia2、ic1、ic2均受同一控制方程和跟随输入电压νa的νC的控制。
这种不平衡只能发生在ib1和ib2。
满足下面的公式（代表的是i在一个开关周期内的平均值）。
研究平均模型图.9得出在下面的等式。
从而
（12）-（15）得到下面的表达式：
（16）右侧的第一部分与两个整流器的直流母线电压的差异有关，第二部分与连接电阻的差异有关。
连接电阻Rc1〜Rc4可视为相等，因此，（16）可以简化为
E2和E1的电压通过相应的电压反馈环路来控制，它通常包含一个PI补偿器的时间常数，大约两到五个线周期。
然而，在循环电流在任何区域（一个周期的六分之一）可以是不同的，从而以使E1-E2的突然变化在交叉区域的点，而电压回馈系统可以不响应这样一个快速变化。
此外，由于Rc2值较小，E1或E2的变化绝对值相对较小，因此，它很难被高比例的电压传感器检测到。
因此，只是共享Vm的两个整流器之间，不能有效地防止循环电流。
从图.10，iz的时域响应，可以得到如下：
时间常数τ=（Lb1+Lb2）/（Rc2+Rc4），在每个区域的交叉点,izo是iz的初始值。
一般，RC1〜4是非常小的，这使得τ的时间间隔远远大于一个周期的六分之一。
如果izo可以减少在该地区的过境点，iz将在该地区衰减。
因此，总的循环电流可以被限制。
在上述分析中，可以控制循环电流的双极性工作，在一个小的时间间隔里，由于双极性工作，消除了自然循环电流，可以围绕该区域交叉点开关矢量运算。
通过这种方式，有效地降低izo等iz。
当iz衰减到低于预设的限制时，系统会切换回矢量操作。
该的方法中，系统设有一个小的循环电流，以及低开关损耗。
四、OCC控制器为并行PFC操作实施
基于上述分析，提出一种新的方法OCCPFC整流器并联运行。
图.11示出了有能力为每个整流器并联的新OCC控制器的原理图。
用电压反馈信号Vm的共享来实现PI补偿Av（s），通过插入一个二极管使OCCPFC整流器个别的阴极端子连接在一起。
电压值最高的一个Vm模块将自动作为主模块。
为了识别的循环电流，三个电流传感器代替正常的两循环电流时，第三相电流存在的情况下，其不能通过其他两个的总和获得。
循环电流的计算方法是通过计算ia，ib，ic求得的。
补偿这个信号是由一个P补偿Gz（s）和相对于预先设定的基准信号Vref_z组成的。
大部分的时间，该控制器是在载体中的操作模式。
只有当循环电流的幅值大于Vref_z时，比较器的输出变高，控制器切换到双极性工作模式。
经过很短的时间，当iz减小Vref_z以下，控制器将再次返回矢量运算模式。
此功能的实现是由一些简单的附加组件，包括运算放大器，比较器和触发器组成的原始OCC控制器。
在每个区域相电流的最大绝对值被选择为it。
然后，在两个增益后，它与积分信号相比较，然后触发一个触发器。
双极性工作，分享在原始OCC核心的矢量运算的积分器和时钟。
此阶段的驱动信号的Qt由此产生，所以只有当So比较高的条件下才是有效的。
在这种情况下，此阶段的控制只有切换到Qt，而其他两个保持不变。
图11.平行OCCPFC控制器。
图12.5千瓦平行PFC整流器的实验室样机
比较图.11与图.5和图.6，可以看出，只有少数的线性和逻辑元件被添加到原来的OCC的控制核心。
也没有必要为一个乘法器或DSP执行计算。
因此，电路仍然是简单和低成本的。
这是PFC整流器单独使用或与其他单位灵活的并联获得的。
五、实验验证
如图.7所示，两个实验室的原型OCCPFC整流器各为2.5千瓦的建造和连接。
一些重要的参数如下：
开关频率FS1=25.5kHz，FS2=36.6kHz，输入电感=1mH，RC1〜RC4≈0.05Ω，负载RL=32Ω，E=400V。
总输出功率是Po=5kW。
图.12示出的OCC整流器并联的内部图片。
图13（a）和（b）显示实验相电流为两个PFC1和PFC2，其有一个相等的Rs值。
首先，在图.13（a）中，两个整流器只共享一个普通的Vm的信号，因此，不存在循环电流的防止能力。
图13.（a）相电压（200V/格）和电流（10A/格）没有提出的控制方法。
（b）相电压（200V/格）和电流（10A/格）提出的控制方法。
图14.（a）没有提出的控制方法的循环电流（10A/格）。
（b）提出的控制方法的循环电流（10A/格）
由于ia1和ia2在开关频率有两个区域内是无开关的，所以在一个周期的峰值和谷部之间ia1和ia2之间相电流有差异。
其次，在提出的循环电流控制电路中，循环电流被大大地降低了，如图.13（b）所示，其中的两个单元的电流重叠密切。
区域交叉点的小尖峰表明循环电流衰减模式时，所提出的方法是切换系统得到有效的工作，从向量运算变成双极性工作，在很短的时间，他们有一点总谐波失真（THD）输入电流。
这个过程中，对各相电流的零交叉点附近的失真所造成的矢量和双极性模式之间的切换是有影响的。
输入电流的THD低于5％。
图15.向量之间的交替和双极操作
图16.Va（200V/格）和ia1和ia2（10A/格）提出的控制不同功率等级模块的方法
在相同的实验条件下，图.13和图.14分别表示在五倍增益后PFC1和PFC2的循环电流iz1、iz2。
iz1和i2的下降斜坡表明，在每个区域循环电流都衰减。
虽然理论上时间常数τ为0.02s，实际的回路电阻大于Rc2的RC4，这使得时间常数τ较小，其结果是，在每个区域的iz的下降斜率变大。
图.14（a）和（b）分别表示带有和不带有所提出的控制方法的循环电流。
可以看出，与图.14（a）相比，循环电流的最大振幅减小到了50％。
图.15示出了电流波形的A相和其相应的示于图的上部开关Sap的驱动信号。
在该区域中，当A相电流为最大绝对值时，操作切换矢量模式和双极性模式，如图中的垂直虚线和箭头所示。
当循环电流大于预设的限制时，双极性工作工作时间较短，向量操作的工作时间较多。
图.16显示两个整流器不同的Rs。
通过让Rs2=1.5Rs2，使PFC1输入电流1.5倍于PFC2。
通过这种手段，并联OCC可以很容易地根据其额定功率为每个模块分发输入电流，以及限制循环电流。
同样，垂直虚线和箭头示出矢量模式和双极模式之间的切换的操作。
在此之间并联运行的不均匀功率等级模块的开关损耗仍保持在较低水平。
六、结论
随着当前需求的增加，并联PFC整流器提供了一个有吸引力的替代品，以一个单一的PFC整流器拥有更高的功率输出能力。
OCCPFC整流器闻名的优点，如简单的电路，低开关损耗，以及强劲的性能。
然而，如果简单地并联连接，两个整流器的循环电流在每个区域将具有最大绝对电流值的阶段。
研究表明，在循环回路是比较大的时间常数的一阶系统。
因此，如果循环电流被限制在开始点，即，在该区域交叉点，将对整个区域来说相对较小。
基于这种分析，本文提出了一种新的并联方法。
通过允许OCC核心切换到双极性工作时被检测到的高循环电流，可有效地控制循环电流，而系统会保留矢量操作的低开关损耗的优点。
另外，循环电流控制的原始OCC核心中函数时，控制器仍然是简单的和低成本的。
通过采用这种并联的方法，可以避免参考计算的复杂性。
只有一个共同的直流信号的N+1PFC模块，为用户提供了安装的极大灵活性。
这种控制方法也适用于单相的PFC整流器并联运行。
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杨晨分别在1998年和2001年，于中国，北京清华大学获得B.S.和M.S.学位。
在2005年，从加州大学欧文分校获得电气工程学位博士学位。
2006年成为电气和计算机工程师，他一直在整流器，DC-DC电源管理的领域中研究工作。
他的研究兴趣包括并行控制的三相功率因数校正整流器/有源滤波器（APFS），/逆变器，并网逆变器，太阳能能源利用率与最大功率点跟踪（MPPT），single-/three-phase连接升压型变频器，电能质量控制。
科越马史沫特莱（S'87M'90SM'97）在1982年和1985年，分别获得中国杭州浙江大学的BS和M.S.学位，在1987年和1991年，在帕萨迪纳加州理工学院的电气工程获得M.S.和博士的学位.1990年至1992年，她受雇佣于研究超导超级对撞机，在那里她负责的AC-DC的设计和规范所有的加速器环的转换器。
她目前是美国加州大学欧文分校（UCI）电气工程和计算机科学系的教授和副系主任。
她也是UCI电力电子实验室主任。
她的研究兴趣包括拓扑结构，控制和集成的高效率DC-DC转换器，高保真D类功率放大器，有源和无源软开关技术，单相和三相功率因数校正整流器，积极电源滤波器，电网逆变器替代能源，等她发表了大量技术文章，并拥有9项美国专利。
史沫特莱教授是IEEE交易的副主编，电力电子，电源制造商协会，行业/教育委员会共同主席，国际科学与技术协会的发展和IEEE电力电子学会国际会议，大会主席电力和能源系统2003。
2004年的电力电子工业会议的联合主席。
她是2005年UCI创新奖的获得者。
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