北京邮电大学微波实验报告总结学习材料doc.docx
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北京邮电大学微波实验报告总结学习材料doc
标准文案
信息与通信工程学院
微波仿真实验报告
班级：
姓名：
学号：
序号：
日期：
2013年6月9日
大全
标准文案
实验二分支线匹配器---------------------------------3
一、实验目的----------------------------------------------------------3
二、实验原理----------------------------------------------------------3
三、实验内容----------------------------------------------------------3
四、实验步骤----------------------------------------------------------3
单枝节匹配器------------------------------------------------------------3
双枝节匹配器------------------------------------------------------------9
五、实验结果分析-----------------------------------------------------14
六、实验中遇到的问题和解决方法---------------------------------------14
实验三四分之一波长阻抗变换器----------------------15
一、实验目的---------------------------------------------------------15
二、实验原理---------------------------------------------------------15
三、实验内容---------------------------------------------------------17
四、实验步骤---------------------------------------------------------18
五、实验结果分析-----------------------------------------------------29
六、实验中遇到的问题及解决方法---------------------------------------31
实验六功率分配器----------------------------------32
一、实验目的---------------------------------------------------------32
二、实验原理---------------------------------------------------------32
三、实验内容---------------------------------------------------------33
四、实验步骤---------------------------------------------------------34
五、实验结果分析-----------------------------------------------------41
六、实验中遇到的问题和解决方法---------------------------------------42
实验心得与体会-------------------------------------43
大全
标准文案
实验二分支线匹配器
一、实验目的
1．掌握支节匹配器的工作原理。
2．掌握微带线的基本概念和元件模型。
3．掌握微带分支线匹配器的设计与仿真。
二、实验原理
支节匹配器是在主传输线上并联适当的电纳（或者串联适当的电抗），用附加的反射来
抵消主传输线上原来的反射波，以达到匹配的目的。
单支节匹配器，调谐时主要有两个可调参量：
距离d和由并联开路或短路短截线提供的
电纳。
匹配的基本思想是选择d，使其在距离负载d处向主线看去的导纳Y是Y0+jB形式。
然后，此短截线的电纳选择为-jB，根据该电纳值确定分支短截线的长度，这样就达到匹配
条件。
双支节匹配器，通过增加一个支节，改进了单支节匹配器需要调节支节位置的不足，只
需调节两个分支线长度，就能够达到匹配（但是双支节匹配不是对任意负载阻抗都能匹配的，即存在一个不能得到匹配的禁区）。
三、实验内容
已知：
输入阻抗Zin=75Ω
负载阻抗ZL=（64+j35）Ω
特性阻抗Z0=75Ω
介质基片
r=2.55，H=1mm，导体厚度T远小于介质基片厚度
H。
假定负载在
2GHz时实现匹配，利用图解法设计微带线单支节和双支节匹配网络，假设
双支节网络分支线与负载的距离d1
/4，两分支线之间的距离为d2
/8。
画出几种
可能的电路图并且比较输入端反射系数幅值从
1.8GHz至2.2GHz的变化。
四、实验步骤
单枝节匹配器
1．建立新项目，确定项目中心频率为2GHz。
根据实验内容中的要求计算出各参量，写
入OUTPUTEQUATION。
如下图所示。
其中参数说明如下：
zl：
负载阻抗
z0：
特征阻抗
z1：
归一化负载阻抗
T1：
负载处的反射系数（在圆图上即为负载阻抗）
zin：
输入阻抗
zin1：
归一化输入阻抗
Tin：
输入阻抗对应的反射系数（在圆图上即为输入阻抗）
大全
标准文案
Rj：
大圆
Rp：
1+jx圆
R：
负载阻抗处等反射系数圆
2．将归一化输入阻抗和负载阻抗所在位置分别标在Y-Smith导纳圆图上。
大全
标准文案
如上图所示，Tin为归一化输入阻抗（圆心匹配点），T1为负载阻抗（图中最上方的点）。
3．设计单枝节匹配网络，在图上确定分支线与负载的距离d以及分支线的长度l所对
应的电长度，根据d和l的电长度、介质基片的r、H、特性阻抗、频率用TXLINE计算微
带线物理长度和宽度。
此处应该注意电长度和实际长度的联系（360对应二分之一波长）。
如图，先从负载阻抗处沿等反射系数圆顺时针旋转至1+jx圆上。
转过的电长度：
[93.31-（-104.8）]/360*0.5=0.275d/=0.275
然后由1+jx圆上沿电导圆旋转至阻抗匹配点，这时应读出电纳的变化值，如下图所示：
可见电纳变化为0.528041。
找出圆图上b=-0.528041的点，由圆图上的最左点（短路点）沿等反射系数圆顺时针旋转至该点，读出旋转的角度。
大全
标准文案
如图，转过的电长度：
（180-55.7）/360*0.5=0.173l/=0.173
根据转过的角度和介质基片的r、H、特性阻抗、频率用TXLINE计算微带线物理长度和
宽度。
如图所示：
大全
标准文案
4．画出原理图，在用微带线画出基本的原理图时，注意还要把衬底添加到图中，将各部分的参数填入。
注意微带分支线处的不均匀性所引起的影响，选择适当的模型。
5．负载阻抗选择电阻和电感串联的形式，连接各端口，完成原理图，并且将项目的频率改为1.8—2.2GHz。
原理图如下图所示：
其中，MLSC代表单短截线，MLIN中ID=TL2者代表单短截线距负载的距离。
6．添加矩形图，添加测量，点击分析，测量输入端的反射系数幅值。
调谐之前测量结果如下图所示：
大全
标准文案
7．调谐分支线的长度l以及与负载的距离d。
只调节长度，范围为10%，调谐后使
输入端口的反射系数幅值在中心频率2GHz处最低。
调谐之后的原理图和测量结果如下图所示：
大全
标准文案
双枝节匹配器
1．建立新项目，确定项目中心频率为2GHz。
根据实验内容中的要求计算出各参量，写入OUTPUTEQUATION。
如下图所示。
其中参数说明如下：
参数说明：
zl：
负载阻抗
z0：
特征阻抗
z1：
归一化负载阻抗
T1：
负载处的反射系数（在圆图上即为负载阻抗）
Tl：
负载阻抗沿等反射系数圆顺时针旋转d1/1/4电长度后得到的阻抗
zin：
输入阻抗
zin1：
归一化输入阻抗
Tin：
输入阻抗对应的反射系数（在圆图上即为输入阻抗）
Rj：
大圆
Rp：
1+jx圆
R：
负载阻抗处等反射系数圆
Rf：
旋转/8后的辅助圆
Rd：
过负载阻抗的电阻圆
2．将归一化输入阻抗和负载阻抗所在位置分别标在Y-Smith导纳圆图上。
如下图所示，归一化负载阻抗为T1，将其沿等反射系数圆顺时针旋转d1/1/4电长
大全
标准文案
度后得到的阻抗为Tl。
归一化输入阻抗等于0，位于圆图中心匹配点。
3．设计双枝节匹配网络，在图上确定分支线的长度l1、l2所对应的电长度，用TXLINE
计算微带线物理长度和宽度。
如图，先从Tl处（此Tl已是归一化负载阻抗T1沿等反射系数圆顺时针旋转d1/1/4
电长度后得到的阻抗）沿等电导圆旋转至由1+jx圆逆时针旋转/8后得到的辅助圆上。
电导的变化值：
Y1=1.98747-0.463125=1.524
再将辅助圆以及圆上的该点顺时针旋转/8，回到1+jx圆上。
再从该点（图中最上方
点）沿电导圆旋转到圆心阻抗匹配点。
电导的变化值：
Y2=0-（-2.17245）=2.17245
将Y1和Y2对应的电导圆与大圆的交点在圆图上标出。
从开路点沿等反射系数圆顺时针
大全
标准文案
旋转至此二点，如下图所示，从图中可看出转过的角度分别为：
113.4、130.6。
根据转过的角度和介质基片的r、H、特性阻抗、频率用TXLINE计算微带线物理长度和
宽度。
如图所示：
大全
标准文案
4．画出原理图，在用微带线画出基本的原理图时，注意还要把衬底添加到图中，将各部分的参数填入。
注意微带分支线处的不均匀性所引起的影响，选择适当的模型。
5．负载阻抗选择电阻和电感串联的形式，连接各端口，完成原理图，并且将项目的频率改为1.8—2.2GHz。
原理图如下图所示：
其中，MLEF代表开路线，MLIN中ID=TL2者代表单短截线距负载的距离。
双支节网络分
支线与负载的距离d1/4，两分支线之间的距离为d2/8。
6．添加矩形图，添加测量，点击分析，测量输入端的反射系数幅值。
调谐之前测量结果如下图所示：
大全
标准文案
7．调谐分支线的长度l1、l2。
只调节长度，范围为10%，调谐后使输入端口的反射
系数幅值在中心频率2GHz处最低。
调谐之后的原理图和测量结果如下图所示：
大全
标准文案
五、实验结果分析
从实验中可以看出，调谐是电路设计的一个重要步骤。
在调谐之前，由于在Smith圆图
上标点时可能存在一定误差等原因，中心频率可能会有所偏移，双枝节匹配时偏移比较明显。
调谐的原因在于：
理论和实际可能存在差距。
在调谐过后，中心频率达到理想值，在实际中
会有比较好的性能。
六、实验中遇到的问题和解决方法
1、这个实验包括单枝节和双枝节匹配两部分，设计方法和我们在做微波习题时所用方
法相似。
但是用的是导纳圆图。
由于对期中以前的知识遗忘较多，而且本来对导纳圆图和阻
抗原图之间的关系等等不熟悉，刚开始时花费了很多时间研读实验教材、回想以前做题的步
骤。
而且由于疏忽，误以为圆图最左方点为开路点，第一次得出的图不正确。
后来改正了错误（将开路线改为了短截线），得到了正确的结果。
2、对于如何在圆图上画出负载阻抗点、输入阻抗点，开始时我直接画Rl、Rin，后来在
老师的指导下明白了，史密斯圆图上的坐标是反射系数，要标阻抗点需要将其先转化成对应
的反射系数。
这样才正确地画出了各点。
关于如何画反射系数圆、电阻圆等，也花了很多时
间思考。
不过正是在这个过程中，我们逐渐熟悉了MicrowaveOffice的使用及微波电路设
计方法。
大全
标准文案
实验三四分之一波长阻抗变换器
一、实验目的
1．掌握单节和多节四分之一波长变阻器的工作原理。
2．了解单节和多节变阻器工作带宽与反射系数的关系。
3．掌握单节和多节四分之一波长变阻器的设计与仿真。
二、实验原理
1、单节四分之一波长阻抗变换器
四分之一波长阻抗变换器是一种阻抗变换元件，它可用于负载阻抗或信号源内阻与传输线的匹配，以保证最大功率的传输；此外，在微带电路中，将两不同特性阻抗的微带线连接在一起时为了避免线间反射，也应在两者之间加四分之一波长变阻器。
（1）负载阻抗为纯电阻RL
假设主传输线特性阻抗为Z0，但是RLZ0,则可以在RL与主传输线之间接入一段特
性阻抗为Z1的四分之一波长的传输线，使得该线段输入参考面的输入阻抗与主传输线的特
性阻抗相等。
这样就实现了匹配。
根据传输线理论得：
Z1
RLZ0。
由于无耗传输线的特性阻抗
Z0、Z1均为实数，所以四分之一波长变换器一般用来匹配
电阻性负载。
显然，
/4线段只能对频率
f0得到理想匹配。
当频率变化时，匹配将被破坏，主传输
线上的反射系数将增大。
当
f
f0时，主传输线在任意频率下反射系数的模为：
|
||Z11
Z0
||
RL
1|/
（RL
1）2
4（RL）tan2（
?
f
）（*）
Z11
Z0
Z0
Z0
Z0
2f0
定义下列公式为变阻器的中心频率和相对带宽：
f0
（f1
f2）/2
Wq
（f2
f1）/f0
式中，f2和f1分别为频带的上下边界，
f0为中心频率，Wq为相对带宽。
假设
m为
可容许的最大反射系数幅值，当
f
f1
fm时，|
|m，代入式*中得：
fm
arccos
m
2
Z0RL
（**）
m2|RL
f0
2
1
Z0|
由于*式中的响应在中心频率
f0处是对称的，变阻器的相对带宽近似变为：
大全
标准文案
2（f0
fm）
Wq
f0
再将式**代入上式得：
Wq
2
4arccos
m
2
Z0RL
2
|RL
Z0
|
1
m
另外对应于频率
fm（对应
m）的相位
m为：
m
（
fm），因此Wq也可表示为：
2
f0
4m
Wq=2
（2）负载阻抗为复数ZL
我们知道实现匹配之前线上会存在驻波。
在电压波腹和波节位置的输入阻抗为纯电阻，
他们分别是RmaxZ0，RminZ0/，其中为驻波比。
这时可以把电压波节处的输入
阻抗作为等效负载阻抗，即：
Z1Z0Z0/Z01/
而将变换器接在电压波节位置（离负载LM处），也可把电压波腹的输入阻抗作为等
4
效负载阻抗，求得
Z1Z0Z0Z0
而将变换器接在电压波腹处（离负载LN处）。
4
2、多节四分之一波长阻抗变换器
单节四分之一波长变阻器是一种简单而有用的电路，其缺点是频带太窄。
为了获得较宽的频带，可以采用双节或多节阻抗变换器。
如下图所示，
图中显示了N节阻抗变换器，Z0,Z1,Z2，Zn为各节的特性阻抗，Zn1为负载阻
大全
标准文案
抗，并假设Zn1ZnZn1,...,Z2Z1Z0，每节点长度均为l，l为在中心频率
处四分之一波长。
设计多节四分之一波长变阻器时，通常采用二项式（最平坦）相应和切比雪夫（等波纹）
响应。
两种设计方法都有各自的优缺点，二项式阻抗变换器具有最平坦的通带特性，而工作带宽较切比雪夫变换器窄；与二项式阻抗变换器相比，切比雪夫阻抗变换器是以通带内的波纹为代价而得到最佳带宽的。
（1）二项式多节阻抗变换器
二项式多节阻抗变换器的近似设计公式：
lnZn1
2NCnNlnRL
n0,1,2,...,N
Zn
Z0
式中，
CnN
N!
（N
n）!
n!
下面讨论二项式变阻器的带宽：
1
1/N
m
m
arccos
|A|
2
4
1
1/N
Wq2
m
arccos
2
|A|
（2）切比雪夫多节阻抗变换器
切比雪夫阻抗变换器的设计方法是：
使它的反射系数的模随按切比雪夫多项式变化。
附录6中给出了切比雪夫阻抗变换器的设计表格，其中R为阻抗比，RRL，n为节数。
Z0
注意表中给出的是驻波比，带内最大驻波比与反射系数的模的关系为：
m
1
1
m。
当阻
m
抗比R和相对带宽Wq一定时，节数越多，带内最大的驻波比越小；同理当阻抗比
R和带内
最大的驻波比一定时，变阻器的带宽越宽，所需节数越多。
三、实验内容
（1）已知：
负载阻抗为纯电阻
RL=150，中心频率f0=3GHz，主传输线特性阻抗
Z0=50，介质基片r=4.6，厚度H=1mm，最大反射系数模不应超过
0.1，设计1、2、3
节
二项式变阻器以及3节切比雪夫阻抗变换器，在给定的反射系数条件下比较它们的工作带宽，要求用微带线形式实现。
（2）已知负载阻抗为复数：
ZL=（85-j45），中心频率f0=3GHz，主传输线特性
大全
标准文案
阻抗Z0=50，在电压驻波波腹或波节处利用单节四分之一波长阻抗变换器，设计微带线
变阻器，微带线介质参数同上。
四、实验步骤
（1）对于纯电阻负载，根据已知条件，确定单节和多节传输线的特性阻抗及相对带宽。
特性阻抗：
单节：
Z1
RLZ0
86.61
二节：
lnZ1
22C02lnRL
lnZ2
22C12lnRL
Z0
Z0
Z1
Z0
解得：
Z1
65.8
Z2
113.96
三节：
lnZ1
23C03lnRL
lnZ2
23C13lnRL
lnZ3
23C23lnRL
Z0
Z0
Z1
Z0
Z2
Z0
解得：
Z1
57.36
Z2
86.60
Z3
130.75
相对带宽：
单节：
A
2
N
RL
Z0
2
1150
50
0.25
RL
Z0
150
50
4arccos1
1/N
4arccos1
0.1
1/1
Wq
2
m
2
0.255
2
|A|
2
|0.25|
二节：
A
2
N
RL
Z0
2
2150
50
0.125
RL
Z0
150
50
4arccos1
1/N
4arccos1
0.1
1/2
Wq
2
m
2
0.432
2
|A|
2
|0.225|
三节：
A
2N
RL
Z0
23150
50
0.0625
RL
Z0
150
50
4
1
1/N
4
1
0.1
1/3
Wq
2
arccos
m
2
0.795
2
|A|
arccos
|0.0625|
2
（2）根据各节传输线的特性阻抗，利用
TXLINE计算相应微带线的长度及宽度。
每段变
阻器的长度为四分之一波长（在中心频率）
，即l
g0
/4，g0
为对应频率
f0处微带线的
等效波长。
计算结果如下：
一节：
Z0=50Z1=86.61
大全
标准文案
ZLW
5013.251.899
86.6113.830.6279
150
14.31
0.1029
二节：
Z0=50Z1=65.8Z2=113.96Z3=150
Z
L
W
50
13.25
1.899
65.8
13.55
1.153
113.96
14.1
0.287
150
14.31
0.1029
三节：
Z0=50Z1=57.36Z2=86.60Z3=130.75Z4=150
Z
L
W
升级会员 