北京邮电大学微波实验报告总结学习材料doc.docx

1、北京邮电大学微波实验报告总结学习材料doc标准文案信息与通信工程学院微波仿真实验报告班 级：姓 名：学 号：序 号：日 期： 2013 年 6 月 9 日大全标准文案实验二 分支线匹配器 - 3一、实验目的 - 3二、实验原理 - 3三、实验内容 - 3四、实验步骤 - 3单枝节匹配器 - 3双枝节匹配器 - 9五、实验结果分析 - 14六、实验中遇到的问题和解决方法 - 14实验三 四分之一波长阻抗变换器 - 15一、实验目的 - 15二、实验原理 - 15三、实验内容 - 17四、实验步骤 - 18五、实验结果分析 - 29六、实验中遇到的问题及解决方法 - 31实验六 功率分配器 - 3

2、2一、实验目的 - 32二、实验原理 - 32三、实验内容 - 33四、实验步骤 - 34五、实验结果分析 - 41六、实验中遇到的问题和解决方法 - 42实验心得与体会 - 43大全标准文案实验二 分支线匹配器一、实验目的1掌握支节匹配器的工作原理。2掌握微带线的基本概念和元件模型。3掌握微带分支线匹配器的设计与仿真。二、实验原理支节匹配器是在主传输线上并联适当的电纳（或者串联适当的电抗） ，用附加的反射来抵消主传输线上原来的反射波，以达到匹配的目的。单支节匹配器， 调谐时主要有两个可调参量： 距离 d 和由并联开路或短路短截线提供的电纳。匹配的基本思想是选择 d，使其在距离负载 d 处向主

3、线看去的导纳 Y 是 Y0+jB 形式。然后，此短截线的电纳选择为 -jB ，根据该电纳值确定分支短截线的长度，这样就达到匹配条件。双支节匹配器，通过增加一个支节，改进了单支节匹配器需要调节支节位置的不足，只需调节两个分支线长度， 就能够达到匹配 （但是双支节匹配不是对任意负载阻抗都能匹配的，即存在一个不能得到匹配的禁区） 。三、实验内容已知：输入阻抗 Z in =75负载阻抗 Z L =（ 64+j35 ）特性阻抗 Z 0 =75介质基片r =2.55 ， H=1mm，导体厚度 T 远小于介质基片厚度H。假定负载在2GHz 时实现匹配，利用图解法设计微带线单支节和双支节匹配网络，假设双支节网

4、络分支线与负载的距离d1/ 4 ，两分支线之间的距离为 d 2/ 8 。画出几种可能的电路图并且比较输入端反射系数幅值从1.8GHz 至 2.2GHz 的变化。四、实验步骤单枝节匹配器1建立新项目，确定项目中心频率为 2GHz。根据实验内容中的要求计算出各参量，写入OUTPUT EQUATION。如下图所示。其中参数说明如下： zl ：负载阻抗z0：特征阻抗z1：归一化负载阻抗T1：负载处的反射系数（在圆图上即为负载阻抗）zin ：输入阻抗zin1 ：归一化输入阻抗Tin ：输入阻抗对应的反射系数（在圆图上即为输入阻抗）大全标准文案Rj ：大圆Rp： 1+jx 圆R：负载阻抗处等反射系数圆2将

5、归一化输入阻抗和负载阻抗所在位置分别标在 Y-Smith 导纳圆图上。大全标准文案如上图所示， Tin 为归一化输入阻抗 （圆心匹配点） ，T1 为负载阻抗 （图中最上方的点） 。3设计单枝节匹配网络，在图上确定分支线与负载的距离 d 以及分支线的长度 l 所对应的电长度，根据 d 和 l 的电长度、介质基片的 r 、 H、特性阻抗、频率用 TXLINE 计算微带线物理长度和宽度。此处应该注意电长度和实际长度的联系（ 360 对应二分之一波长） 。如图，先从负载阻抗处沿等反射系数圆顺时针旋转至 1+jx 圆上。转过的电长度： 93.31- （ -104.8 ） /360*0.5=0.275 d

6、/ =0.275然后由 1+jx 圆上沿电导圆旋转至阻抗匹配点，这时应读出电纳的变化值，如下图所示：可见电纳变化为 0.528041 。找出圆图上 b=-0.528041 的点，由圆图上的最左点 （短路点）沿等反射系数圆顺时针旋转至该点，读出旋转的角度。大全标准文案如图，转过的电长度： （ 180-55.7 ） /360*0.5=0.173 l/ =0.173根据转过的角度和介质基片的 r 、H、特性阻抗、 频率用 TXLINE 计算微带线物理长度和宽度。如图所示：大全标准文案4画出原理图，在用微带线画出基本的原理图时，注意还要把衬底添加到图中，将各部分的参数填入。注意微带分支线处的不均匀性所

7、引起的影响，选择适当的模型。5负载阻抗选择电阻和电感串联的形式，连接各端口，完成原理图，并且将项目的频率改为 1.8 2.2GHz。原理图如下图所示：其中， MLSC代表单短截线， MLIN 中 ID=TL2 者代表单短截线距负载的距离。6添加矩形图，添加测量，点击分析，测量输入端的反射系数幅值。调谐之前测量结果如下图所示：大全标准文案7调谐分支线的长度 l 以及与负载的距离 d。只调节长度，范围为 10% ，调谐后使输入端口的反射系数幅值在中心频率 2GHz处最低。调谐之后的原理图和测量结果如下图所示：大全标准文案双枝节匹配器1建立新项目，确定项目中心频率为 2GHz。根据实验内容中的要求计

8、算出各参量，写入 OUTPUT EQUATION。如下图所示。其中参数说明如下：参数说明：zl ：负载阻抗z0：特征阻抗z1：归一化负载阻抗T1：负载处的反射系数（在圆图上即为负载阻抗）Tl ：负载阻抗沿等反射系数圆顺时针旋转 d1 / 1/ 4 电长度后得到的阻抗zin ：输入阻抗zin1 ：归一化输入阻抗Tin ：输入阻抗对应的反射系数（在圆图上即为输入阻抗）Rj ：大圆Rp： 1+jx 圆R：负载阻抗处等反射系数圆Rf：旋转 /8 后的辅助圆Rd：过负载阻抗的电阻圆2将归一化输入阻抗和负载阻抗所在位置分别标在 Y-Smith 导纳圆图上。如下图所示，归一化负载阻抗为 T1，将其沿等反射系

9、数圆顺时针旋转 d1 / 1/ 4 电长大全标准文案度后得到的阻抗为 Tl 。归一化输入阻抗等于 0，位于圆图中心匹配点。3设计双枝节匹配网络，在图上确定分支线的长度 l 1 、 l 2 所对应的电长度，用 TXLINE计算微带线物理长度和宽度。如图，先从 Tl 处（此 Tl 已是归一化负载阻抗 T1 沿等反射系数圆顺时针旋转 d1 / 1 / 4电长度后得到的阻抗）沿等电导圆旋转至由 1+jx 圆逆时针旋转 /8 后得到的辅助圆上。电导的变化值： Y1=1.98747-0.463125=1.524再将辅助圆以及圆上的该点顺时针旋转 /8 ，回到 1+jx 圆上。再从该点（图中最上方点）沿电导

10、圆旋转到圆心阻抗匹配点。电导的变化值： Y2=0-(-2.17245)= 2.17245将 Y1 和 Y2 对应的电导圆与大圆的交点在圆图上标出。 从开路点沿等反射系数圆顺时针大全标准文案旋转至此二点，如下图所示，从图中可看出转过的角度分别为：113.4 、 130.6 。根据转过的角度和介质基片的 r 、H、特性阻抗、 频率用 TXLINE 计算微带线物理长度和宽度。如图所示：大全标准文案4画出原理图，在用微带线画出基本的原理图时，注意还要把衬底添加到图中，将各部分的参数填入。注意微带分支线处的不均匀性所引起的影响，选择适当的模型。5负载阻抗选择电阻和电感串联的形式，连接各端口，完成原理图，

11、并且将项目的频率改为 1.8 2.2GHz。原理图如下图所示：其中， MLEF代表开路线， MLIN 中 ID=TL2 者代表单短截线距负载的距离。双支节网络分支线与负载的距离 d1 / 4 ，两分支线之间的距离为 d2 / 8 。6添加矩形图，添加测量，点击分析，测量输入端的反射系数幅值。调谐之前测量结果如下图所示：大全标准文案7调谐分支线的长度 l1 、 l2 。只调节长度，范围为 10% ，调谐后使输入端口的反射系数幅值在中心频率 2GHz处最低。调谐之后的原理图和测量结果如下图所示：大全标准文案五、实验结果分析从实验中可以看出，调谐是电路设计的一个重要步骤。在调谐之前，由于在 Smit

12、h 圆图上标点时可能存在一定误差等原因， 中心频率可能会有所偏移， 双枝节匹配时偏移比较明显。调谐的原因在于：理论和实际可能存在差距。 在调谐过后，中心频率达到理想值， 在实际中会有比较好的性能。六、实验中遇到的问题和解决方法1、这个实验包括单枝节和双枝节匹配两部分，设计方法和我们在做微波习题时所用方法相似。 但是用的是导纳圆图。 由于对期中以前的知识遗忘较多， 而且本来对导纳圆图和阻抗原图之间的关系等等不熟悉， 刚开始时花费了很多时间研读实验教材、 回想以前做题的步骤。而且由于疏忽， 误以为圆图最左方点为开路点，第一次得出的图不正确。后来改正了错误（将开路线改为了短截线） ，得到了正确的结果

13、。2、对于如何在圆图上画出负载阻抗点、输入阻抗点，开始时我直接画 Rl 、Rin ，后来在老师的指导下明白了， 史密斯圆图上的坐标是反射系数， 要标阻抗点需要将其先转化成对应的反射系数。这样才正确地画出了各点。 关于如何画反射系数圆、 电阻圆等，也花了很多时间思考。不过正是在这个过程中，我们逐渐熟悉了 Microwave Office 的使用及微波电路设计方法。大全标准文案实验三 四分之一波长阻抗变换器一、实验目的1掌握单节和多节四分之一波长变阻器的工作原理。2了解单节和多节变阻器工作带宽与反射系数的关系。3掌握单节和多节四分之一波长变阻器的设计与仿真。二、实验原理1、单节四分之一波长阻抗变换

14、器四分之一波长阻抗变换器是一种阻抗变换元件， 它可用于负载阻抗或信号源内阻与传输线的匹配， 以保证最大功率的传输； 此外，在微带电路中，将两不同特性阻抗的微带线连接在一起时为了避免线间反射，也应在两者之间加四分之一波长变阻器。（1）负载阻抗为纯电阻 RL假设主传输线特性阻抗为 Z 0 ，但是 RL Z 0 , 则可以在 RL 与主传输线之间接入一段特性阻抗为 Z1 的四分之一波长的传输线，使得该线段输入参考面的输入阻抗与主传输线的特性阻抗相等。这样就实现了匹配。根据传输线理论得：Z1RL Z 0 。由于无耗传输线的特性阻抗Z 0 、 Z1 均为实数，所以四分之一波长变换器一般用来匹配电阻性负载

15、。显然，/ 4 线段只能对频率f 0 得到理想匹配。当频率变化时，匹配将被破坏，主传输线上的反射系数将增大。当ff 0 时，主传输线在任意频率下反射系数的模为：| | Z11Z 0| |RL1 | /( RL1) 24( RL ) tan2 (?f) （* ）Z11Z 0Z0Z 0Z 02 f 0定义下列公式为变阻器的中心频率和相对带宽：f 0( f 1f 2 ) / 2W q( f 2f1 ) / f 0式中， f 2 和 f1 分别为频带的上下边界，f0 为中心频率， Wq 为相对带宽。假设m 为可容许的最大反射系数幅值，当ff 1fm 时， | m ，代入式 * 中得：f marccos

16、m2Z 0 RL（* ）m 2 | RLf 021Z 0 |由于 * 式中的响应在中心频率f 0 处是对称的，变阻器的相对带宽近似变为：大全标准文案2( f 0f m )Wqf 0再将式 * 代入上式得：W q24 arccosm2Z0 RL2| RLZ 0|1m另外对应于频率f m （对应m ）的相位m 为：m(f m ) ，因此 Wq 也可表示为：2f 04 mWq = 2（2）负载阻抗为复数 Z L我们知道实现匹配之前线上会存在驻波。在电压波腹和波节位置的输入阻抗为纯电阻，他们分别是 Rmax Z0 ， Rmin Z0 / ，其中 为驻波比。这时可以把电压波节处的输入阻抗作为等效负载阻抗

17、，即：Z1 Z0 Z 0 / Z0 1/而将 变换器接在电压波节位置（离负载 LM 处），也可把电压波腹的输入阻抗作为等4效负载阻抗，求得Z1 Z0 Z0 Z0而将 变换器接在电压波腹处（离负载 L N 处）。42、多节四分之一波长阻抗变换器单节四分之一波长变阻器是一种简单而有用的电路，其缺点是频带太窄。为了获得较宽的频带，可以采用双节或多节阻抗变换器。如下图所示，图中显示了 N 节阻抗变换器， Z 0 , Z1 , Z2 ， Z n 为各节的特性阻抗， Zn 1 为负载阻大全标准文案抗，并假设 Z n 1 Z n Z n 1 ,., Z 2 Z1 Z 0 ，每节点长度均为 l ， l 为在中

18、心频率处四分之一波长。设计多节四分之一波长变阻器时， 通常采用二项式 （最平坦） 相应和切比雪夫 （等波纹）响应。 两种设计方法都有各自的优缺点， 二项式阻抗变换器具有最平坦的通带特性， 而工作带宽较切比雪夫变换器窄； 与二项式阻抗变换器相比， 切比雪夫阻抗变换器是以通带内的波纹为代价而得到最佳带宽的。（1）二项式多节阻抗变换器二项式多节阻抗变换器的近似设计公式：ln Zn 12 N C nN ln RLn 0,1,2,., NZ nZ 0式中，CnNN !(Nn)! n!下面讨论二项式变阻器的带宽：11 / Nmmarccos| A |2411/ NWq 2marccos2| A |（2）切

19、比雪夫多节阻抗变换器切比雪夫阻抗变换器的设计方法是：使它的反射系数的模随 按切比雪夫多项式变化。附录 6 中给出了切比雪夫阻抗变换器的设计表格，其中 R 为阻抗比， R RL ， n 为节数。Z 0注意表中给出的是驻波比，带内最大驻波比与反射系数的模的关系为： m11m。当阻m抗比 R 和相对带宽 Wq 一定时，节数越多，带内最大的驻波比越小；同理当阻抗比R和带内最大的驻波比一定时，变阻器的带宽越宽，所需节数越多。三、实验内容（ 1）已知：负载阻抗为纯电阻RL =150 ，中心频率 f 0 =3 GHz ，主传输线特性阻抗Z0 =50 ，介质基片 r =4.6 ，厚度 H=1mm，最大反射系数

20、模不应超过0.1 ，设计 1、2、3节二项式变阻器以及 3 节切比雪夫阻抗变换器，在给定的反射系数条件下比较它们的工作带宽，要求用微带线形式实现。（ 2）已知负载阻抗为复数： Z L =（ 85-j45 ） ，中心频率 f 0 =3 GHz ，主传输线特性大全标准文案阻抗 Z 0 =50 ，在电压驻波波腹或波节处利用单节四分之一波长阻抗变换器，设计微带线变阻器，微带线介质参数同上。四、实验步骤（1）对于纯电阻负载，根据已知条件，确定单节和多节传输线的特性阻抗及相对带宽。特性阻抗：单节： Z1RL Z086.61二节：ln Z12 2 C 02 ln RLln Z 22 2 C12 ln RLZ

21、0Z 0Z1Z 0解得： Z165.8Z 2113.96三节： ln Z12 3 C 03 ln RLln Z 22 3 C13 ln RLln Z 32 3 C 23 ln RLZ0Z0Z1Z 0Z 2Z0解得： Z157.36Z286.60Z 3130.75相对带宽：单节： A2NRLZ 021 150500.25RLZ0150504 arccos 11 / N4 arccos 10.11 / 1Wq2m20.2552| A |2| 0.25 |二节： A2NRLZ022 150500.125RLZ0150504 arccos 11 / N4 arccos 10.11 / 2Wq2m20.

22、4322| A |2| 0.225 |三节： A2 NRLZ02 3 150500.0625RLZ015050411 / N410.11 / 3Wq2arccosm20.7952| A |arccos| 0.0625 |2（2）根据各节传输线的特性阻抗，利用TXLINE计算相应微带线的长度及宽度。每段变阻器的长度为四分之一波长（在中心频率），即 lg0/ 4 ， g 0为对应频率f 0 处微带线的等效波长。计算结果如下：一节： Z0=50 Z1=86.61大全标准文案Z L W5013.25 1.89986.61 13.83 0.627915014.310.1029二节： Z0=50 Z1=65.8 Z2=113.96 Z3=150ZLW5013.251.89965.813.551.153113.9614.10.28715014.310.1029三节： Z0=50 Z1=57.36 Z2=86.60 Z3=130.75 Z4=150ZLW