一种新型的使用毛刺减少的单片快速响应的降压转换器电流检测电路.docx

一种新型的使用毛刺减少的单片快速响应的降压转换器电流检测电路.docx

《一种新型的使用毛刺减少的单片快速响应的降压转换器电流检测电路.docx》由会员分享，可在线阅读，更多相关《一种新型的使用毛刺减少的单片快速响应的降压转换器电流检测电路.docx（25页珍藏版）》请在冰豆网上搜索。

一种新型的使用毛刺减少的单片快速响应的降压转换器电流检测电路

一种新型的使用毛刺减少的单片快速响应的降压转换器电流检测电路

摘要：

在此文提出一种新型的使用毛刺减少的单片快速响应的降压转换器电流检测电路。

设计与实现建议的转换器为0.35微米DPQMCMOS工艺。

操作频率可高达1.887兆赫。

和其它参考文献相比较，的响应时间仅为2微秒。

最大输出电流为750毫安，最大功率效率可高达在2.442W输出功率的89.1％。

该芯片面积仅为2.157平方毫米。

关键词：

电流检测电路，DC-DC转换器，磁滞电流控制（HCC）的方法，交换模式电源转换器（SMPCs）。

1.引言

今天，还有许多便携式消费类电子产品，诸如蜂窝电话，个人数字助理，和笔记本电脑，这是很大的需求。

当涉及到它们的电池都有一个共同的挑战。

因此，对于便携式系统，功率管理集成电路越来越重要。

为了节省电源，尽量减少一种便携式装置，所述开关模式功率转换器的尺寸（SMPCs）通常用于其高功率转换效率。

为了尽量减少SMPCs的尺寸，操作频率可以被设计成在较高的频率下工作。

一般情况下，在电流模式控制的DC-DC转换器提供更好的闭环系统的稳定性和更快的动态响应比较与电压模式控制的DC-DC转换器的[1]-[9]。

然而，有一个突出的缺点，叫做次谐失真，在电流模式控制的技术。

会发生这种效应的占空比大于50％。

为了避免这种影响，斜坡补偿的方式可以是适用。

在本文中，我们设计了一个新的转换器，以避免次谐波失真无斜率补偿。

为了感测电流模式转换器的输出电流，感测电阻器通常是在与电感串联使用或功率晶体管。

这种方法的主要问题是其高功耗，因为所有的电感器或漏极的电流的功率晶体管必须穿过传感电阻。

另一种常见的方法是使用一个积分器来确定电感电流。

这种控制方案被称为“无传感器电流模式控制”[3]，这将增加在设计不同类型的转换器，因为复杂性不同的拓扑结构有不同的集成商。

在某些传感技术中，电流互感器，用于感测电流信号，但是这不适合于便携式电子设备应用，由于大变压器的尺寸和重量。

在[4]中所示的传感技术是使用导功率MOSFET，而不是感测电阻器的电阻。

该检测方案主要关注的是RON值需要有一个良好的控制的转换器。

在电流模式控制器，磁滞电流控制（HCC）的方法可用于实现一个快速的瞬态响应[5]。

芯片上的所述电流检测方案先前不适合此控制器，因为它们不能完全检测电感电流。

为了解决这些问题，芯片上的电流检测电路适合于HCC降压/降压-升压转换器呈现在本文中。

在最活跃的电流检测电路，能充分检测电感电流，highand的电流低侧开关被分别检测。

然后，所检测的电流被集成到一个电流。

由于开关变化的运行状态，一个尖峰会诱发感应电流。

为了解决这个问题，我们提出了一个尖峰抑制电路其目的是与采样和保持电路。

通过使用所提出的电流检测电路，电源转换器可充分检测电感电流。

2.电路说明

在电流模式控制的DC-DC转换器的设计，如图1所示，它包含一些子电路，包括一个补偿器，非重叠电路，驱动电路，HCC电路和电流检测电路。

在电流模式控制的拓扑结构中，补偿器用于补偿闭环频率响应。

不重叠电路防止功率MOSFET晶体管短路。

为了有效地驱动功率MOSFET晶体管，所述驱动电路被设计成要达到的目的。

电流检测和HCC电路中的非常重要的子电路为DC-DC转换器。

如该图2所示，有四种电源开关可能在电源转换器上。

对于大多数的功率变换器中，电流检测电路可以对它们进行组合。

A.电流检测

如该图3所示，MOSFET的MPA和MNA是在降压/降压-升压转换器中的功率MOSFET晶体管。

图1，建立降压转换器的阻断

图2，四种电源开关的电流方向

图3，（a）CSP+电流检测电路及（b）其符号。

负反馈技术被施加到运算放大器来感测在电流检测。

栅极和源极端子ofMPA和MPA1并联，其栅极端子与相互接触，和它们的源极连接在一起。

作为电源开关被接通时，它们在三极管区被分开。

该电流的电源开关可以被描述为

其中μP是PMOS晶体管的迁移率，Cox是每单位面积的栅极电容，VTHP是一个PMOS晶体管的阈值电压，（W/L）MPA和（W/L）MPA1分别是是MOSFET晶体管MPA和MPA1的长宽比。

假设显示在运算放大器

图4，（a）CSN电流检测电路及（b）其符号。

图3是理想的，MPA的漏极端子将等于的MPA1;它们的电流之比可表示为

流动比率是成正比的纵横比（N：

1）。

如VDH低，其漏极端子都非常接近VDD。

因此，在运算放大器的输入级的设计与N型差动对，以产生一个负反馈。

在图4，MPA和MNA也是功率MOSFET晶体管降压/降压-升压转换器。

如果通过MNA1和MNA的电流是相同的不同的只是N-1（电流通过MNA1是电感电流的一部分），其源极端子必须是平等的。

基于操作的放大器负反馈理论，感测的电流，可以直接进行分析。

当MNA和MNA1并行，其栅极和漏极操作终端彼此接触。

通过类似的分析，可以得出下面的公式：

图5，（a）CSN+电流检测电路及（b）其符号。

假设VDL高，并且该运算放大器是理想的，它们的源极端子非常接近VSS。

因此，我们使用该运算放大器具有一个P型差动对作为输入级产生负反馈。

然后，MOSFET晶体管的源电压MNA的电压将遵循MOSFET的MNA1。

如图5所示。

有时，电流检测电路用于升压转换器。

该MOSFET晶体管MPA和MNA是电源开关的升压转换器。

因此，如果我们想通过MOSFETMNA1和MNA的电流是相同的，它们只是不同的N比值，我们必须使漏端相等。

该电路中应用运算放大器的负反馈理论，如果运算放大器是理想的，该电流的MOSFET晶体管MNA和MNA1可以被描述成如

其他电流检测电路示于图6;该MOSFET晶体管MPA和MNA也是电源开关。

由于MPA和MPA1是平行的，它们的栅极和源极终端在彼此接触。

如果我们想要在当前通过MOSFETMNA1和MNA的电流是相同的，他们只是不同的比N-1（电流通过MPA1是电感电流的一部分），它们的漏极电压必须相等。

使用的负反馈理论运算放大器，其目的就可以实现。

如果运算放大器是理想的和VDH低，其漏极端子非常接近VDD。

因此，该运算放大器具有

图6，（a）CSP-电流检测电路及（b）其符号。

N型差动对作为输入级被选中。

它们的电流可表示为

作为运算放大器是理想的而且和VDL为高，其漏极端子都非常接近VDD。

因此，N型差动运算放大器作为输入级是为了产生一个负反馈。

理论上，漏极在MOSFET晶体管的MPA的电压将等于给的MOSFET的MPA1。

整个电流检测电路，结合了CSP+和CSN-用于感测所述降压转换器的电感器电流，如图7所示，当前的Isense是IsenseP和IsenseN求和的电流。

因此，该电路可以感应到在降压转换器的高侧和低侧开关。

然而，当前的Isense通常包括一个电流尖峰，这是电源开关的状态改变时引起的。

为了降低电流峰值，检测到的电流的Isense将由被过滤采样和保持电路的尖峰抑制电路，，并在下面一节被描述。

B.采样和保持电路

如图8所示，峰值削减电路就是需要引用电流检测电路的原因。

如果

具有N型输入差分具有P型输入差分

对的运算放大器对的运算放大器

（a）

图7，（a）整个电流检测电路，用于降压转换器及（b）其符号。

图8，感应电流的Isense无尖峰削减和感应电流Isenseh峰值削减。

VDH和VDL是在低温和高温状态操作，分别在同一时间，功率PMOS和NMOS晶体管都可能短路，并且这种现象可引起功率MOSFET晶体管的过流。

因此，驱动电路设计主要是为了防止电源开关短路。

驱动信号VDH和VDL将是在同一时间不重叠且不能打开电源PMOS和NMOS晶体管。

因此，作为电源开关改变状态，两个开关同时关闭了时间较短，它将产生毛刺感应电流。

如果干扰比HCC转换器的控制的电流还要大的话，那么电源开关会在一个开关间隔切换多次，如图9所示，因此，采样和保持电路是用来消除毛刺。

如果我们不加采样和保持电路，该干扰可能使得HCC转换器失误。

图10示出了采样保持电路

图9，从上到下，分别为VDL波形驱动信号和无峰值削减。

这是用来减少电流尖峰。

如果VDH和VDL都高，传输门会被打开。

在另一方面，如果VDH和VDL都低，传输门会被打开。

在这两种情况下，检测到的电流Isenseh将遵循的Isense。

如VDH是高和VDL为低电平时，传输门将关闭。

该MSH1和MSH2的栅极端子持有比上电压;因此，目前的Isenseh将保持在以前的电流，该电流等于电流在交换机上的转动。

因此，尖峰Isenseh降低。

C.补偿

频率补偿是在DC-DC的重要电路转换器。

如该图所示。

11，它可以与合成运算放大器和无源元件。

该缓冲器是

图10，（a）采样和保持电路及（b）其符号。

图11，（a）频率补偿及（b）其符号。

用于分离流动到控制电路的电流通过一个反馈路径。

加入该补偿电路，dc-dc转换器可以稳定地运行。

D.不重叠HCC，以及驱动电路

为了避免谐波振荡，HCC电路设计并示于图12，为了解释其操作，的关系，列于表Ⅰ。

IGM从频率补偿器的输出VGM被转换。

电压信号VGM变为由电流镜的电流信号IGM。

IH是用来确定滞环电流带，Isense由降压电感电流检测电路转换器转换。

ISENSE被发送到采样和保持电路，以降低电流毛刺，且输出是Isenseh。

在图1，它包含两个反馈回路。

一种是电压回路。

输出电压与基准电压Vref进行比较。

另一个是电流回路。

所述感测电流是由电路感测到的CSP+和CSN-，如图7所示，最后，电流IGM和Isenseh被发送到HCC电路。

如果Isenseh较小，比IGM少1H，VDH将变低，功率PMOS管会导通，并且电源的NMOS将被关闭。

如果Isenseh比IGM大超过1小时IGM+IH时，VDH和VDL将就原来的值。

它导致了所有理想的电源开关保持在以前的状态。

如果Isenseh大于IGM+IH，VDL将成为高电平，则电源NMOS将被打开，并且电源的PMOS将关闭。

在这种方式中，电感电流可以被稳定一个合适的区域

三。

小信号分析

为了分析的稳定性，小信号模型直流-直流转换器必须建立。

建议转换器设计为在连续导通模式的范围内进行操作（CCM）。

因此，小信号分析只适合对于该变换器在CCM操作。

转移函数可表示为（见附录）

通过仿真，相位裕度为99°，增益裕度为150分贝，但补偿前直流增益只有17分贝补偿前。

因此，我们要补充的补偿，如图11（a）中，以提高直流增益。

补偿后，相位裕度将是79.9°增益裕度为60dB仿真结果。

四。

实验结果

HCC的降压转换器，在图1所示，一直用台积电0.35微米DPQMCMOS工艺实现的。

图13的建议配置转换器为该变换器的照片和它的连接图示，如图13（b）所示，列在表II中。

该建议转换器的芯片面积只有2.157平方毫米。

从实验结果，补偿后，相位和增益的获益分别是65°和45分贝。

转换降压转换器的比率可以在10％-90％进行操作。

该实验结果示于图14-17与占空比10％，50％和90％之间。

underand的现象过冲是由寄生电感的传导引起的，电源开关中的电容，连接体二极管在关闭电源开关。

显然，所设计的转换器是稳定的，没有一个谐波振荡，即使占空比大于50％。

从实验结果看，该转换器可稳定地进行操作，而不斜率补偿他们是与理论分析一致。

HCC降压转换器的性能总结于表三。

图中所示的实验结果验证了该电流尖峰的性能减少。

图18可用于辨别开关的行为。

图12，（a）HCC，非重叠的，和驱动电路以及（b）它们的结构图。

表一HCC操作

感应电流的状态

输出信号的状态

Isenseh

VDH

VDL

Isenseh

Lo

Lo

IGM-Ih

保持以前的状态

Isenseh>IGM+Ih

Hi

Hi

功率MOSFET晶体管只在一个时间间隔开关一次。

没有图9描述的现象。

动态响应的测量结果是图19，如负载电流从100变化到500毫安，瞬态响应时间仅为2微秒。

我们把该转换器的其他性能参考文献和市售产品作比较。

比较表在表四中列出。

本转换器可以操作最多1.887兆赫;测量结果示如图20（a）。

如图20（b）所示是工作在并行转换器降压的实验结果。

负载电流共享这两个转换器的电流相等。

最后当输出功率而变化，电力效率21如图所示。

最大功率效率大于89.1％，输出功率2.442W。

五，结论

在此文提出一种新型的使用毛刺减少的单片快速响应的降压转换器电流检测电路。

设计与实现建议的转换器为0.35微米DPQMCMOS工艺。

操作频率可高达1.887兆赫。

和其它参考文献相比较，的响应时间仅为2微秒。

最大输出电流为750毫安，最大功率效率可高达在2.442W输出功率的89.1％。

该芯片面积仅为2.157平方毫米。

的主要优点这个方案有四个方面：

1）电流检测电路可以全面衡量电感电流;2）电流尖峰测得的电流可以减小;3）的数所提出的电路中使用的元件少；4）的拟转换器是双用途的转换器，可用于通过不同的构造降压或降压-升压转换器连接。

附录

为了分析的稳定性，一个DC-DC转换器小信号模型必须建立。

该模型适用在CCM对于提出的变换器操作。

首先，假设当前频带2Ih不变化，IH（t）=1小时，TS是固定的。

同时，在我们的模型参数假设5变量，包括M1（T），M2（T），iL（T），D（t）和IC（吨），其中，m1（t）是高侧开关被接通时电感的斜率电流，M2（t）是低压侧开关的斜率导上的电感电流，IL（t）是电感电流，D（t）电源开关的占空比，IC（t）是等于N*IGM。

N是所述IL过度的Isense和IgM的比值，是一个传送电流通过频率补偿。

这些元素可以被描述为

图13（a）照片该变换器及（b）其连接。

表二转换器的配置

原件

数值

原件

数值

R1

12Ω

R2

1kΩ

R3

22Ω

C1

2.2nF

L1

2.9uH

C3

220uF

直流和交流分量和的组合可以表示为如下：

在一个开关周期TS和可推导出iL（t）TS定义为电感电流的积分

如该图22所示，iL（t）TS是电感电流和的平均值，可改写为

其中

，

和

可表示为

而后：

在以后的分区我们忽略第二或更高阶的交流方面来简化我们的分析。

图14（a）测量电压Vp的结果，如图1所示，电感电流，由上到下（水平刻度：

2微秒/格，垂直刻度：

5V/div和500毫安/格，分别由上到下）。

（b）测量Vout和电感电流的结果，从上到下，输入VDD=5V，VOUT=0.462V，FS=295MHz，负载电阻RL=1（水平刻度：

1微秒/格，垂直刻度：

500mV/格和500毫安/格，分别由上到下）。

图15（a）测量电压Vp的结果，如图1所示，电感电流，由上到下（水平刻度：

1微秒/格，垂直刻度：

5V/div和200毫安/格，分别由上到下）。

（b）测量Vout和电感电流的结果，从上到下，输入VDD=5V，VOUT=2.52V，FS=480KHz，RL=5Ω（水平刻度：

1微秒/格，垂直刻度：

2V/格和200毫安/格，分别由上到下）。

图16（a）测量电压Vp的结果，如图1所示，电感电流，由上到下（水平刻度：

500ns/格，垂直刻度：

5V/格和100mA/格，分别由上到下）。

（b）测量Vout和电感电流的结果，从上到下，输入VDD=5V，VOUT=2.52V，FS=463KHz，和RL=10Ω（水平刻度：

2微秒/格，垂直刻度：

2V/格和100mA/格，分别由上到下）。

对于稳态，DM1=DM2，（23）可改写为

如果

，

，HCC降压转换器，（25）可以被替换为

如图22所示，如果

，那么

图17（a）测量电压Vp的结果，如图1所示，电感电流，由上到下（水平刻度：

500ns/格，垂直刻度：

5V/格和200毫安/格，分别由上到下）。

（b）测量Vout和电感电流的结果，从上到下，输入VDD=5V，VOUT=4.56V，FS=347KHz，RL=20Ω（水平刻度：

1微秒/格，垂直刻度：

5伏/格和200毫安/格，分别由上到下）。

表三整体芯片性能

裸片尺寸（与PAD）

2.157（mm

）

工艺

台积电0.35微米CMOS2P4M工艺

最大转换频率

1.887MHz

最大电源效率

89.1%

输入电压范围

3~6V

输出电压范围

<（VDD-0.4）V

最大输出电流

<750mA

芯片面积

2.157（mm

）

图18，驱动信号VDL切换时间（,测量结果规模：

水平刻度：

5ns/格;垂直刻度：

2V/格）。

可以得到下面的等式：

其中fH=1/2Ih，FG=D2TS/2L和FV=（-TS/2L）（D2+D22）。

如该图23所示，它是利用HCC拓扑结构的降压转换器的准确模型。

如果我们将拉普拉斯变换到（28），可以得出下面的公式：

图19，测量结果是Vout和电感器的动态响应

电流，分别为负载电流变化从100到500毫安，从顶到底（水平刻度：

2微秒/div;垂直刻度：

1V/格和200毫安/格，分别从顶部到底部）。

其中

带入

和

到

，我们得到

转换公式可以写成

其中

表四对比表格

参数

参考[5]

参考[8]

参考[10]

参考[11]

参考[12]

本设计

工艺

AMS0.6微米CMOS

N/A

AMI0.5微米CMOS

MAX1970

STIS03

台积电0.35微米CMOS

输入电压范围

3-5.2V

12V

2.6-3.5V

3.3V

3-16V

3-6V

输出电压范围

<（Vdd-0.4）V

1.5V

1.496V

2.5V

1.2V

<（VDD-0.4）V

最大负载电流

450mA

1A

800mA

750mA

1.5A

750mA

输出电压波形

20mA

N/A

20mV

N/A

N/A

18mV

短暂响应时间

N/A

>50us

N/A

>60us

>10um

2us

最大转换频率

1MHz

200kHz

780KHz

1.4MHz

1.5MHz

1.887MHz

裸片尺寸

2.87（mm²）

N/A

4.5（mm²）

N/A

N/A

2.157（mm²）

最大电源效率

89.5%

N/A

85.67%

91%

77%

89.1%

图20（a）测量Vout和电感电流的结果，从上到下，当VDD=5V，VOUT=2.47V，FS=1.887MHz，RL=10Ω（水平规模：

200ns/格;垂直刻度：

500mV/格和200毫安/格，分别由上到下）。

两个转换器并行工作（b）测量的结果，该采用不同的电感值（分别为L1=10μH和L2=5μH），输出电压（水平刻度电感电流的测量结果：

2微秒/格;垂直刻度：

500毫安/格500毫安/格，和2V/格，分别由上到下）。

图21，电源转换器输入电压为5V的效率，VOUT=3.3V。

图22，测定IL（t）TS和IC之间的关系。

图23，降压转换器的准确的模型。

然后，传递函数可表示为

其中

通过前面的分析，HCC降压转换器的模型可以被建立。

为了得到相位和增益裕，还可以使用软件，如在Simulink，以模拟拟降压converter.We的开环增益模拟了HCC降压转换器的频率响应。

相位裕度为99°，增益裕度为150分贝，但直流增益只有17分贝补偿前。

因此，如图11（a）中所示，我们可以加的补偿器以提高获得直流。

补偿后模拟相位裕度将是79.9°，增益裕度为60dB。

致谢

作者要感谢的晶片设计中心的芯片制造。

原文出处：

Jiann-JongChen,Member,IEEE,Fong-ChengYangetal.ANewMonolithicFast-ResponseBuckConverterUsingSpike-ReductionCurrent-SensingCircuits.IEEEtransactionsonindustrialelectronics,vol.55,no.3,march2008:

1101-1111