直流斩波调速系统的设计.docx

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直流斩波调速系统的设计

直流斩波调速系统的设计

皖西学院

课程设计任务书

系别：

机电系

专业：

07机械（电子方向）

学生

姓名：

胡献华

胡中武

学号：

2009011674

2009011675

课程设计题目：

直流斩波调速系统的设计

起迄日期:

11月5日~11月17日

课程设计地点:

指导教师:

俞鹤

下达任务书日期:

2012年11月5日

课程设计任务书

1．本次课程设计应达到的目的：

设计一个用直流斩波实现直流调压，控制直流电动机的转速的电路。

电路由主电路与控制电路组成，主电路主要环节是：

整流电路、斩波电路及保护电路。

控制电路主要环节是触发电路、电压电流检测单元、驱动电路、检测与故障保护电路。

主电路电力电了开关器件要采用IGBT或MOSFET，并且系统具有完善的保护。

2．本课程设计课题任务的内容和要求（包括原始数据、技术参数、设计要求等）：

学生根据控制要求，明确设计任务，拟定设计方案与进度计划，运用所学的理论知识，进行液体混合装置控制原理设计、硬件系统设计、软件系统设计、创新设计，提高理论知识工程应用能力、系统调试能力、分析问题与解决问题的能力。

主要内容包括：

实现无级凋速，且调速范围大于等于20，其动态性能为6％≤10％，具有过电流、过电压、转速过载保护特性。

控制对象直流电动机：

型号Z2-12，效率=71．5％，额定电压U=110V，转速w=3000r／nin，功率w=1.1kW，磁功率W1=4.5kW，I=12A，GDD=11kg.m2。

课程设计任务书

3．对本课程设计工作任务及工作量的要求〔包括课程设计计算说明书（论文）、图纸、实物样品等〕：

1、熟悉、分解设计任务，查找资料熟悉相关电器元件的用法；

2、画出电路图，写出控制电路的工作原理；

3、安装、试机；

4、撰写设计报告、调试报告、设计心得体会。

4．主要参考文献：

1.顾绳谷．电机与拖动基础．机械工业出版社，1980

2.方承远．工厂电气控制技术．北京：

机械工业出版社，2002

3.齐占庆.机床电气控制设备.机械工业出版社，1987

4.杨玉娟.机床电气控制.机械工业出版社，1986

5.赵秉衡.工厂电气控制设备.冶金工业出版社.2001

6.李仁．电器控制．北京：

机械工业出版社，1998

7.赵明．工厂电气控制设备．北京；机械工业出版社，1985

8.陈远龄．机床电气自动控制．重庆：

重庆大学出版社，1999

9.工厂常用电气设备手册．北京：

中国电力出版杜，1998

10.陈本孝．电器与控制．武汉：

华中理工大学出版社，1996

11.熊葵谷．电器逻辑控制技术．北京：

科学出版社，1998

课程设计任务书

5．本课程设计课题工作进度计划：

起迄日期

工作内容

2012年

11月5日~11月5日

11月6日~11月9日

11月10日~11月16日

11月17日

下达设计任务

查阅材料,方案设计;

完成设计初稿

答辩、成绩考核

教研室主任审查意见：

负责人签字：

年月日

摘要

长期以来，直流电机以其良好的线性特性、优异的控制性能等特点成为大多数变速运动控制和闭环位置伺服控制系统的最佳选择。

特别随着计算机在控制领域和高开关频率、全控型第二代电力半导体器件的发展，以及脉宽调制（PWM）直流调速技术的应用，直流电机得到广泛应用。

直流电动机转速的控制方法可分励磁控制法与电枢电压控制法两类。

励磁控制法控制磁通，其控制功率虽然小，但低速时受到磁饱和的限制，高速时受到换向火花和换向器结构强度的限制；而且由于励磁线圈电感较大，动态响应较差。

所以常用的控制方法是改变电枢端电压调速的电枢电压控制法，调节电阻R即可改变端电压，达到调速目的。

然而这种传统的调压调速方法效率低。

目前,市场上用的最多的IGBT直流斩波器,它是属于全控型斩波器，它的主导器件采用国际上先进的电力电子器件IGBT，由门极电压控制，从根本上克服了晶闸管斩波器及GTR斩波器的缺点。

该斩波器能为煤矿窄轨电机车配套的调速装置针对不同的负载对象，做一些少量的改动又可用于其它要求供电电压可调的直流负载上。

与可控硅脉冲调速方式和电阻调速方式相比，具有明显的优点。

关键字：

直流电动机、调速、直流斩波

第一章系统工作原理

直流电机斩波调速控制系统的原理框图如图1-1所示：

图1-1原理框图

1.1结构与调速原理

直流电机由定子和转子两部分组成，其间有一定的气隙。

其构造的主要特点是具有一个带换向器的电枢。

直流电机的定子由机座、主磁极、换向磁极、前后端盖和刷架等部件组成。

其中主磁极是产生直流电机气隙磁场的主要部件，由永磁体或带有直流励磁绕组的叠片铁心构成。

直流电机的转子则由电枢、换向器（又称整流子）和转轴等部件构成。

其中电枢由电枢铁心和电枢绕组两部分组成。

电枢铁心由硅钢片叠成，在其外圆处均匀分布着齿槽，电枢绕组则嵌置于这些槽中。

换向器是一种机械整流部件。

由换向片叠成圆筒形后，以金属夹件或塑料成型为一个整体。

各换向片间互相绝缘。

换向器质量对运行可靠性有很大影响。

直流电机斩波调速原理是利用可控硅整流调压来达直流电机调速的目的，利用交流电相位延迟一定时间发出触发信号使可控硅导通即为斩波，斩波后的交流电经电机滤波后其平均电压随斩波相位变化而变化。

为了达到控制直流电机目的，在控制回路加入了速度、电压、电流反馈环路和PID调节器来防止电机由于负载变化而引起的波动和对电机速度、电压、电流超常保护。

1.2调速方案选择

随着电力电子技术的进步，发展了许多新的电枢电压控制方法，其中PWM（脉宽调制）是常用的一种调速方法。

其基本原理是用改变电机电枢（定子）电压的接通和断开的时间比（占空比）来控制马达的速度，在脉宽调速系统中，当电机通电时，其速度增加；电机断电时，其速度减低。

只要按照一定的规律改变通、断电的时间，即可使电机的速度达到并保持一稳定值。

最近几年来，随着微电子技术和计算机技术的发展及单片机的广泛应用，使调速装置向集成化、小型化和智能化方向发展。

1.3调速电路方案

本电机调速系统采用脉宽调制方式,与晶闸管调速相比技术先进,可减少对电源的污染。

为使整个系统能正常安全地运行,设计了过流、过载、过压、欠压保护电路,另外还有过压吸收电路。

确保了系统可靠运行。

1.4控制方案选择

直流电动机转速的控制方法可分为励磁控制法与电枢电压控制法两类。

随着电力电子技术的进步,发展了许多新的电枢电压控制方法。

如:

由交流电源供电,使用晶闸管进行相控调压;使用硅整流器将交流电整流成直流或由蓄电池等直流电源供电,再由PWM斩波器进行斩波调压等。

PWM驱动装置与传统晶闸管驱动装置比较,具有下列优点:

需用的大功率可控器件少,线路简单;调速范围宽;电流波形系数好,附加损耗小;功率因数高。

可以广泛应用于现代直流电机伺服系统中。

本系统是基于PWM控制的直流电机控制系统。

第二章主电路的设计与分析

2.1主电路的各个部分电路

主电路主要环节是：

整流电路、斩波电路及保护电路。

图2-1调速系统

直流脉宽调速系统的组成如图2-1所示，由主电路、控制及保护电路、信号检测电路三大部分组成。

二极管整流桥把输入的交流电变为直流电，电阻R1为起动限流电阻，C1为滤波电容。

可逆PWM变换器主电路系采用MOSFET所构成的H型结构形式，它是由四个功率IGBT管（VT1、VT2、VT3、VT4）和四个续流二极管（VD1、VD2、VD3、VD4）组成的双极式PWM可逆变换器，根据脉冲占空比的不同，在直流电机M上可得到正或负的直流电压。

2.1.1整流电路

晶体二极管桥式整流电路是使用最多的一种整流电路。

这种电路，只要增加两只二极管口连接成"桥"式结构，便具有全波整流电路的优点，而同时在一定程度上克服了它的缺点。

图2-2整流电路

桥式整流电路的工作原理如下：

e2为正半周时，对D1、D3加正向电压，Dl，D3导通；对D2、D4加反向电压，D2、D4截止。

电路中构成e2、Dl、Rfz、D4通电回路，在Rfz，上形成上正下负的半波整洗电压，e2为负半周时，对D2、D4加正向电压，D2、D4导通；对D1、D3加反向电压，D1、D3截止。

电路中构成e2、D2Rfz、D3通电回路，同样在Rfz上形成上正下负的另外半波的整流电压。

如此重复下去，结果在R，上便得到全波整流电压。

其波形图和全波整流波形图是一样的。

从图2-2中还不难看出，桥式电路中每只二极管承受的反向电压等于变压器次级电压的最大值，比全波整流电路小一半！

2.1.2斩波调速电路

直流电动机往往需要正、反向运行，而且有电动和制动工作状态，这就需要四象限斩波变换电路为电动机供电。

图2-3给出了四象限斩波调速主电路原理图。

T1~T4组成了全桥电路，又称H桥型电路；TA1检测母线的电流大小和方向，TA2检测电动机的电流大小和方向；电容C用来减小开关过程引起的电压，波纹压敏电阻Rv用来抑制电压尖峰。

电机的工作状态同供电方式和负载有关。

图2-3斩波调速电路

电机正向电动状态运行时，变换器工作在第一象限，使T1、T4导通，T2、T3关断，根据转速要求对T1进行PWM调制，此时变换器等效一个降压斩波电路，能量由直流电源供向负载。

如果希望电机运行于正向制动状态，可使T2、T4导通，T1、T3关断，变换器等效一个升压斩波电路；调控T2电动机的反电动势升压变换得到一个略大于Ud的电压，使得电动机输出电流反向，电磁转矩反向，直流电动机运行在发电制动状态，电动机的能量就回馈到电网，转速下降。

同理，T2、T3导通，T1、T4关断，调控T3，电动机可以运行在反向电动状态；T2、T4导通，T1、T3关断，调控T4，电动机可以运行在反向制动状态。

2.1.3保护电路设计

斩波器的散热设计：

热管散热技术是当今国际较流行的散热方式，国内近年来发展较快，被人们称之为热的“超导体”，已广泛用于车辆电传动系统，热管的主要特点：

高效的导热性，高度的等温性，热流密度变换能力强，结构多样灵活、重量轻。

由于IGBT模块的开关频率高，开关损耗大，特别是对大功率IGBT模块，一般普通型材散热器难以满足要求。

热管散热器特别适合于这种安装底板绝缘的大功率IGBT模块散热。

目前适合于大功率IGBT模块的热管散热器的热阻可以达到额定标准以下。

过电流保护电路：

过电流保护采用的是在主电路中串联一个1￡的电阻，在其两端并联电磁继电器的线圈。

 过流保护信号取自电阻两端的电压， 当主电路的电流高于一定数值时，电磁继电器的开关闭合，接通低电平，该过电流信号还送到SG3525的脚10。

在SG3525内部由于T3基极与A端线相连，A端线由低电压上升为逻辑高电平，经过SG3525A的13脚输出为高电平，功率驱动电路输出至功率场效应管的控制脉冲消失。

在电路中，过流保护环节还输出一个信号到与门的输入端，当出现过流信号时，检测环节输出一低电平信号到与门的输入端，使脉冲消失，与SG3525的故障关闭功能一起构成双重保护。

IGBT的保护设计：

在斩波电路中对斩波器的保护，实际上就是对IGBT的保护。

所以重要的是怎么设计好对开关管IGBT的保护方案。

在设计对IGBT的保护系统中，主要是针对过电流保护和开关过程中的过电压保护。

IGBT的过电流保护

IGBT的过流保护电路可分为2类：

一类是低倍数的（1.2～1.5倍）的过载保护；一类是高倍数（可达8～10倍）的短路保护。

对于过载保护不必快速响应，可采用集中式保护，即检测输入端或直流环节的总电流，当此电流超过设定值后比较器翻转，封锁所有IGBT驱动器的输入脉冲，使输出电流降为零。

这种过载电流保护，一旦动作后，要通过复位才能恢复正常工作。

IGBT能承受很短时间的短路电流，能承受短路电流的时间与该IGBT的导通饱和压降有关，随着饱和导通压降的增加而延长。

如饱和压降小于2V的IGBT允许承受的短路时间小于5μs，而饱和压降3V的IGBT允许承受的短路时间可达15μs，4～5V时可达30μs以上。

存在以上关系是由于随着饱和导通压降的降低，IGBT的阻抗也降低，短路电流同时增大，短路时的功耗随着电流的平方加大，造成承受短路的时间迅速减小。

通常采取的保护措施有软关断和降栅压2种。

软关断指在过流和短路时，直接关断IGBT。

但是，软关断抗骚扰能力差，一旦检测到过流信号就关断，很容易发生误动作。

为增加保护电路的抗骚扰能力，可在故障信号与启动保护电路之间加一延时，不过故障电流会在这个延时内急剧上升，大大增加了功率损耗，同时还会导致器件的di/dt增大。

所以往往是保护电路启动了，器件仍然坏了。

降栅压旨在检测到器件过流时，马上降低栅压，但器件仍维持导通。

降栅压后设有固定延时，故障电流在这一延时期内被限制在一较小值，则降低了故障时器件的功耗，延长了器件抗短路的时间，而且能够降低器件关断时的di/dt，对器件保护十分有利。

若延时后故障信号依然存在，则关断器件，若故障信号消失，驱动电路可自动恢复正常的工作状态，因而大大增强了抗骚扰能力。

IGBT开关过程中的过电压保护

关断IGBT时，它的集电极电流的下降率较高，尤其是在短路故障的情况下，如不采取软关断措施，它的临界电流下降率将达到数kA/μs。

极高的电流下降率将会在主电路的分布电感上感应出较高的过电压，导致IGBT关断时将会使其电流电压的运行轨迹超出它的安全工作区而损坏。

所以从关断的角度考虑，希望主电路的电感和电流下降率越小越好。

但对于IGBT的开通来说，集电极电路的电感有利于抑制续流二极管的反向恢复电流和电容器充放电造成的峰值电流，能减小开通损耗，承受较高的开通电流上升率。

一般情况下IGBT开关电路的集电极不需要串联电感，其开通损耗可以通过改善栅极驱动条件来加以控制。

2.2电路参数及选型

Ud=110V

考虑占空比为90%，则Us=Ud/0.9=123V

取Us=1.2U2

U2=Us/1.2=102V

考虑到10%的裕量U2=1.1×102V=113V

一、二次电流计算I2=Id=13A

变比K=U1/U2=220/113=1.95

I1=I2/K=13/1.08=12A

考虑空载电流，取I1=1.05×12=12.6A

变压器容量计算S1=U1×I1=220×12.6=2772VA

S2=U2×I2=113×13=1469VA

S=（S1+S2）/2=2120.5VA

整流元件选择

二极管承受反向最大电压UDM=1.414U2=1.414×113＝160V

考虑3倍裕量，则UTN=3×160=480V取500V

该电路整流输出接有大电容，而且负载也不是纯电感负载，但为了简化计算，仍可按电感计算，只是电流裕量要可适当取大些即可。

IdD=0.5Id=0.5×13=6.5A

ID=Id/1.414=13/1.414=9.2A

ID（AV）=2ID/1.57=2×9.2/1.57=11.7A

滤波电容选择

C1一般根据放电的时间常数计算，负载越大，要求纹波系数越小，一般不做严格计算，多取2000uF以上。

因该系统负载不大，故

取C1=2200uF

耐压1.5UDM=1.5×160=240V取250V

即选用2200uF、250V电容器。

IGBT的选择

因为Us=123V，取3倍裕量，选耐压为400V以上的IGBT。

由于IGBT是以最大标注且稳定电流与峰值电流间大致为4倍关系，故应选用大于4倍额定负载电流的IGBT为宜，因此选用50A,额定电压1600V左右的IGBT

续流二极管的选择

根据

得知续流二极管应选IcmA、额定电压为Urm的二极管

第三章控制电路的设计与分析

控制电路（如图3-1）主要环节是：

触发电路、电压电流检测单元、驱动电路、检测与故障保护电路。

主电路电力电子开关器件要采用IGBT，并且系统具有完善的保护。

图3-1控制电路

3.1触发电路的设计与分析

锯齿波同步移相触发电路由同步检测，锯齿波形成，移相控制，脉冲形成，脉冲放大等环节组成。

3.2脉宽调制（PWM）控制的设计与分析

根据IGBT的特点，本设计用脉宽调制（PWM）控制方式对开关管的占空比进行控制。

采用的芯片是脉宽调制器SG3525。

要改变输出脉冲PWM的占空比，只要改变调制信号Ur的电压大小即可实现。

SG3525的引脚及其内部框图

如图3-2所示。

它主要由基准电压调整器、震荡器、误差放大器、比较器、锁存器、欠压锁定电路、闭锁控制电路、软启动电路、输出电路构成.

3.2.1欠压锁定功能

基准电压调整器受15端的外加直流电压Vc的影响，当Vc低于7V或严重欠压时，基准电压调整器的精度值就得不到保证，由于设置了欠压锁定电路，当出现欠电压时，欠电压锁定功能使A端线由低电压上升为逻辑高电平经过或非门输出转化为P1=P2=0,SG3525的13脚输出电平，功率驱动电路输出至功率场效应管的控制脉冲消失，逆变器无电压输出。

3.2.2系统的故障关闭功能

为便于从主回路检测到故障信号，集成控制器内部T3晶体管基极经一电阻连接10引脚。

过流保护环节检测到的故障信号使10脚为高电平，由于T3基极与A端线相连，故障信号产生的关闭过程与欠电压锁定过程类似。

在电路中，过流保护环节还输出一个信号到与门的输入端，当出现过流信号时，检测环节输出一低电平信号到与门的输入端，使脉冲消失，与SG3525的故障关闭功能一起构成双重保护。

3.2.3软起动功能

软起动功能的实现主要由晶体管T3和外接电容C3及锁存器来实现的。

当出现欠压或者有过流故障时，A端线高电平传到T3晶体管基极，T3导通为8引脚外接电容C3提供放电的途径，C3经T3放电到零电压后，限制了比较器的PWM′脉冲电压输出，该电压上升为恒定的逻辑高电平，PWM高电平经PWM锁存器输出至D端线仍为恒定的逻辑高电平，C3电容重新充电之前，D端线的高电平不会发生变化，封锁输出。

当故障消除后，A端线恢复为低电压正常值，T3截止，C3电容由50μA电流源缓慢充电，C3充电对PWM和D端线脉冲宽度产生影响，同时对P1和P2输出脉冲产生影响，其结果是使P1和P2脉冲由窄缓慢变宽，只有C3充电结束后，P1和P2的脉冲宽度才不受C3充电的影响。

这种软启动方式，可使系统主回路电机及功率场效应管避免承受过大的冲击浪涌电流。

3.2.4波形的产生及控制方式分析

锯齿波作为载波信号Ut，调制信号由9脚输入，此图中，调制信号由可调电位器RP上的电压信号Ur′和外加的给定信号Ug叠加而成，RP上的电压信号用于确定脉宽调制波的初始占空比，Ug可正可负，用于控制逆变器输出电压的大小和极性，Ug也可以由摸拟或数字调节器的输出来控制，构成闭环自动控制系统。

集成控制器SG3525的输出侧采用推拉式电路，可使关断速度加快。

11脚、14脚与12脚连接。

PWM脉冲由13脚输出，这样能够保证13脚的输出与锁存器的输出一致。

锯齿波与调制波的交点比较功能由比较器完成，Ut〉Ur时，比较器输出的PWM′波形由逻辑低电平变为高电平，Ut〈Ur时，比较器输出的PWM′波形由逻辑高电平变为低电平。

为保证PWM′波宽不至于太窄，用PWM锁存器锁存高电平值，并在CP脉冲下跳时对锁存器清零，以进行下一个比较点的锁存。

3.3延时、驱动电路的设计

在可逆变换器中，跨接在电源Us两端的上、下两个功率场效应管经常交替工作，由于功率场效应管的关断要有一定的时间。

在这段时间内功率场效应管并未完全关断。

如果在此期间另一个功率场效应管已经导通，则将造成上下两管直通，从而使电源正负极短路。

为了避免发生这种情况。

设置了由R、C电路构成的逻辑延时环节。

保证在对一个管子发出关闭脉冲后，延时2μS左右的时间后再发出对另一个管子的开通脉冲。

如图所示，Ua为SG3525的13脚输出占空比可调的脉冲波形（占空比调节范围不小于0.1~0.9），经过RC移相后，输出两组互为到相、死区时间为4μS左右的脉冲，经过光耦隔离后，分别驱动四只IGBT管，其中VT1、VT4驱动信号相同，VT2、VT3驱动信号相同。

图3-3延时驱动电路

3.4ASR和ACR调节器设计

3.4.1ASR（速度调节器）

速度调节器ASR的功能是对给定和反馈两个输入量进行加法，减法，比例，积分和微分等运算，使其输出按某一规律变化。

它由运算放大

器，输入与反馈网络及二极管限幅环节组成。

其原理图如图3-4所示。

图3-4速度调节器

转速调节器ASR也可当作电压调节器AVR来使用。

速度调节器采用电路运算放大器，它具有两个输入端，同相输入端和倒相输入端，其输出电压与两个输入端电压之差成正比。

电路运算放大器具有开环放大倍数大，零点漂移小，线性度好，输入电流极小，输出阻抗小等优点，可以构成理想的调节器。

图1-7中，由二极管VD4，VD5和电位器RP2，RP3组成正负限幅可调的限幅电路。

由C2，R9组成反馈微分校正网络，有助于抑制振荡，减少超调，R15，C1组成速度环串联校正网络。

场效应管V5为零速封锁电路，当4端为0V时VD5导通，将调节器反馈网络短接而封锁，4端为-13V时，VD5夹断，调节器投入工作。

RP1为放大系数调节电位器。

元件RP1，RP2，RP3均安装在面板上。

电容C1两端在面板上装有接线柱，电容C2两端也装有接线柱，可根据需要外接电容。

3.4.2ACR（电流调节器）

电流调节器适用于可控制传动系统中，对其输入信号（给定量和反馈量）时进行加法、减法、比例、积分、微分，延时等运算或者同时兼做上述几种运算。

以使其输出量按某种予定规律变化。

它是由下述几部分组成：

运算放大器，两极管限幅，互补输出的电流放大级、输入阻抗网络、反馈阻抗网络等。

图3-5电流调节器

电流调节器与速度调节器相比，增加了4个输入端，其中2端接过流推β信号，来自电流变换器的过流信号Uβ，当该点电位高于某值时，VST1击穿，正信号输入，ACR输出负电压使触发电路脉冲后移。

UZ、UF端接逻辑控制器的相应输出端，当这二端为高电平时，三极管V1、V2导通将Ugt和Ugi信号对地短接，用于逻辑无环流可逆系统。

晶体管V3和V4构成互补输出的电流放大级，当V3、V4基极电位为正时，V4管（PNP型晶体管）截止，V3管和负截构成射极跟随器。

如V3，V4基极电位为负时，V3管（NPN型晶体管）截止，V4管和负截构成射极跟随器。

接在运算放大器输入端前面的阻抗为输入阻抗网络。

改变输入和反馈阻抗网络参数，就能得到各种运算特性。

元件RP1、RP2、RP3装在面板上，C1、C2的数值可根据需要，由外接电容来改变。

第四章总电路图

图4-1总电路图

总结

现在，直流斩波器广泛应用于生产、生活等实际情况当中，从中国大面积，多人口，低技术，少能源等国情出发，大力发展直流电技术，结合电力电子技术，这对改善我国科技现状水平，提高经济效益将起着重要作用。

电力投资的持续增长，因此直流斩波器在电力电子行业有着巨大的发展潜力，它的传统领域和新领域节前景非常广阔

直流电机转速控制可分为励磁控制法与电枢电压控制法。

励磁控制法是控制磁通，其控制功率小，低速时受到磁饱和限制，高速时受到换向火花和换向器结构强度的限制，而且由于励磁线圈电感较大动态响应较差，所以这种控制方法用得很少。

大多数应用场合都使用电枢电压控制法。

随着电