三相电压型PWM整流器仿真课程设计.docx
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三相电压型PWM整流器仿真课程设计
第1章绪论
1.1PWM整流器概述
随着电力电子技术的发展，功率半导体开关器件性能不断提高，已从早期广泛使用的半控型功率半导体开关，如普通晶闸管（SCR）发展到如今性能各异且类型诸多的全控型功率开关．如双极型晶体管（BJT）、门极关断晶闸管（GTO）、绝缘栅双极型晶体管（IGBT）、集成门极换向晶闸管（IGcT）、电力场效应晶体管（MOSFET）以及场控晶闸管（McT）等。
而20世纪90年代发展起来的智能型功率模块（IPM）则开创了功率半导体开关器件新的发展方向。
功率半导体开关器件技术的进步，促进了电力电子变流装置技术的迅速发展，出现了以脉宽调制（PWM）控制为基础的各类变流装置，如变频器、逆变电源、高频开关电源以及各类特种变流器等，这些变流装置在国民经济各领域中取得了广泛应用。
但是，目前这些变流装置很大一部分需要整流环节以获得直流电压，由于常规整流环节广泛采用了二极管不控整流电路或晶闸管相控整流电路．因而对电网注入了大量谐波及无功，造成了严重的电网“污染”。
治理这种电网“污染”最根本措施就是，要求变流装置实现网侧电流正弦化且运行于单位功率因数。
因此，作为电网主要“污染”源的整流器，首先受到了学术界的关注，并开展了大量研究工作。
其主要思路就是将PWM技术引入整流器的控制之中，使整流器网侧电流正弦化且可运行于单位功率因数。
根据能量是否可双向流动，派生出两类不同拓扑结构的PWM整流器，即可逆PWM整流器和不可逆PWM整流器。
本论文只讨论能量可双向流动的可逆PWM整流器及控制策略，以下所称PWM整流器均指可逆PWM整流器。
第2章PWM整流器的拓扑结构及工作原理
2.1PWM整流器原理概述
从电力电子技术发展来看，整流器是较早应用的一种AC／DC变换装置。
整流器的发展经历了由不控整流器（二极管整流）、相控整流器（晶闸管整流）到PWM整流器（可关断功率开关）的发展历程。
传统的相控整流器，虽应用时间较长，技术也较成熟，且被广泛使用，但仍然存在以下问题：
（1）晶闸管换流引起网侧电压波形畸变；
（2）网侧谐波电流对电网产生谐波“污染”；．
（3）深控时网侧功率因数降低；
（4）闭环控制时动态响应相对较慢。
虽然二极管整流器，改善了整流器网侧功率因数，但仍会产生网侧谐波电流而“污染”电网；另外二极管整流器的不足还在于其直流电压的不可控性。
针对上述不足，PWM整流器已对传统的相控及二极管整流器进行了全面改进。
其关键性的改进在于用全控型功率开关取代了半控型功率开关或二极管，以PWM控制整流取代了相控整流或不控整流。
因此，PWM整流器可以取得以下优良性能：
（1）网侧电流为正弦波；
（2）网侧功率因数控制（如单位功率因数控制）；
（3）电能双向传输；
（4）较快的动态控制响应。
显然，PWM整流器已不是一般传统意义上的AC／DC变换器。
由于电能的双向传输，当PWM整流器从电网吸取电能时，其运行于整流工作状态；而当PWM整流器向电网传输电能时，其运行于有源逆变工作状态。
所谓单位功率因数是指：
当PWM整流器运行于整流状态时，网侧电压、电流同相（正阻特性）；当PWM整流器运行于有源逆变状态时，其网侧电压、电流反相（负阻特性）。
进一步研究表明，由于PWM整流器其网侧电流及功率因数均可控，因而可被推广应用于有源电力滤波及无功补偿等非整流器应用场合。
综上可见，PWM整流器实际上是一个其交、直流侧可控的四象限运行的变流装置。
为便于理解，以下首先从模型电路阐述PWM整流器的基本原理。
从上图可以看出：
PWM整流器模型电路由交流回路、功率开关桥路以及直流回路组成。
其中交流回路包括交流电动势e以及网侧电感L等；直流回路包括负载电阻及负载电势Ec等。
功率开关桥路可由电压型或电流型桥路组成。
当不计功率桥路损耗时，由交、直流侧功率平衡关系得
Iv=vdcidc
式中v、i——模型电路交流侧电压、电流
vdc、idc——模型电路直流侧电压、电流
由式上式不难理解：
通过模型电路交流侧的控制，就可以控制其直流侧，反之亦然。
以下着重从模型电路交流侧人手，分析PWM整流器的运行状态和控制原理。
稳态条件下，PWM整流器交流侧矢量关系如下图所示:
为简化分析，对于PWM整流器模型电路，只考虑基波分量而忽略PWM谐波分量，并且不计交流侧电阻。
这样可从上图分析：
当以电网电动势矢量为参考时，通过控制交流电压矢量y即可实现PWM整流器的四象限运行。
若假设|I|不变，因此|VL|=ωL|I|也固定不变，在这种情况下，PWM整流器交流电压矢量V端点运动轨迹构成了一个以|VL|为半径的圆。
当电压矢量V端点位于圆轨迹A点时，电流矢量I比电动势矢量E滞后90o,此时PWM整流器网侧呈现纯电感特性，如上图（a）所示；当电压矢量V端点运动至圆轨迹B点时，电流矢量I与电动势矢量E平行且同向，此时PWM整流器网侧呈现正电阻特性，如上图（b）所示；当电压矢量V端点运动至圆轨迹c点时，电流矢量I超前电动势矢量E90o，此时PWM整流器网侧呈现纯电容特性，如上图（c）所示；当电压矢量V端点运动至圆轨迹D点时，电流矢量I与电动势矢量平行且反向，此时PWM整流器网侧呈现负阻特性，如上图（d）所示。
以上A、B、c、D四点是PWM整流器四象限运行的四个特殊工作状态点，进一步分析，可得PWM整流器四象限运行规律如下：
（1）电压矢量V端点在圆轨迹AB上运动时，PWM整流器运行于整流状态。
此时。
PWM整流器需从电网吸收有功及感性无功功率。
电能将通过PWM整流器由电网传输至直流负载。
值得注意的是，当PWM整流器运行在B点时，则实现单位功率因数整流控制，而在A点运行时，PWM整流器则不从电网吸收有功功率，而只从电网吸收感性无功功率。
（2）当电压矢量V端点在圆轨迹BC上运动时，PWM整流器运行于整流状态，此时，PWM整流器需从电网吸收有功及容性无功功率，电能将通过PWM整流器由电网传输至直流负载。
当PWM整流器运行至C点时，此时，PWM整流器将不从电网吸收有功功率，而只从电网吸收容性无功功率。
（3）当电压矢量V端点在圆轨迹CD上运动时。
PWM整流器运行于有源逆变状态。
此时PWM整流器向电网传输有功及容性无功功率，电能将从PWM整流器直流侧传输至电网。
当PWM整流器运行至D点时，便可实现单位功率因数有源逆变控制。
（4）当电压矢量V端点在圆轨迹DA上运动时。
PWM整流器运行于有源逆变状态。
此时，PWM整流器向电网传输有功及感性无功功率。
电能将从PWM整流器直流侧传输至电网。
显然，要实现PWM整流器的四象限运行，关键在于网侧电流的控制。
一方面，可以通过控制PWM整流器交流电压，间接控制其网侧电流；另一方面，也可通过网侧电流的闭环控制，直接控制PWM整流器的网侧电流。
2.2三相电压型PWM整流器的拓扑结构
三相电压型PWM整流器分半桥与全桥，本文只讨论三相半桥电压型PWM整流器，以下所称的三相电压型PWM整流器也均指三相半桥电压型PWM整流器。
三相半桥电压型PWM整流器的拓扑结构如下：
上图为三相半桥VSR拓扑结构。
其交流侧采用三相对称的无中线连接方式，采用六个功率开关管，这是最常用的三相PWM整流器。
2.3三相VSRPWM分析
2.3.1开关模式
由于每相桥臂共有两种开关模式，即上侧桥臂导通或下侧桥臂导通，因此三相VSR共有23=8种开关模式，并可利用单极性二值逻辑开关函数sj（j=a,b,c）描述，即：
Sj=1Vj、VDj导通
0Vj’、VDj’导通（j=a,b,c）
式中，Vj、VDj（j=a,b,c）表示上桥臂功率开关管及续流二极管；Vj’、VDj’（j=a,b,c）则表示下桥臂功率开关管及续流二极管。
三相VSR8种开关模式见下表
开关模式
1
2
3
4
5
6
7
8
导通器件
Va（VDa）
Vb’（VDb’）
Vc’（VDc’）
Va’（VDa’）
Vb（VDb）
Vc’（VDc’）
Va（VDa）
Vb（VDb）
Vc’（VDc’）
Va’（VDa’）
Vb’（VDb’）
Vc’（VDc’）
Va（VDa）
Vb’（VDb’）
Vc（VDc）
Va’（VDa’）
Vb（VDb）
Vc（VDc）
Va（VDa）
Vb（VDb）
Vc（VDc）
Va’（VDa’）
Vb’（VDb’）
Vc’（VDc’）
开关函数
scsbsa
001
010
011
100
101
110
111
000
2.3.2数值分析
在此分析三相VSR在ia>0、ib<0、ic>0时的PWM相关波形。
为简化分析，只研究三相VSR单位功率因数整流状态时的a相PWM相关波形，此时网侧电流ij（t）与电动势ej（t）（j=a,b,c）同相。
（1）交流测电压Va0（t）
针对2.2中所示的三相VSR主电路拓扑结构，其a相电压方程为
𝑣𝑎0（𝑡）=𝑣𝑎𝑁（𝑡）+𝑣𝑁0（𝑡）（2-1）
由电压型逆变桥三相平衡关系易推得
（2-2）
当采用单极性二值逻辑开关函数描述时
𝑣𝑗𝑁（𝑡）=𝑠𝑗𝑣𝑑𝑐（j=a,b,c）（2-3）
式中Sj——单极性二值逻辑开关函数
联立式（2-1）（2-2）（2-3），得三相VSRa相交流侧电压Va0（t）的开关函数表达式为
（2-4）
可以得出，三相VSR交流测电压在调制过程中只取值Vdc/3、2Vdc/3、-Vdc/3、
-2Vdc/3、0。
（2）网测a相电感端电压VLa（t）
由三相VSR交流侧回路易得网测a相电感端电压VLa（t）即为
𝑣𝐿𝑎（𝑡）=𝑒𝑎（𝑡）−𝑣𝑎0（𝑡）（2-5）
（3）网测a相电流ia（t）
当忽略VSR网测a相等效电阻时，a相电流ia（t）即为
（2-6）
上式表示，三相VSR网测a相电流为a相电感端电压VLa（t）的积分。
（4）直流侧电流idc（t）
当忽略三相VSR桥路损耗时，其交、直流侧的功率平衡关系为
∑𝑗=𝑎,𝑏,𝑐𝑖𝑗（𝑡）𝑣𝑗𝑁（𝑡）=𝑖𝑑𝑐（𝑡）𝑣𝑑𝑐（2-7）
联立式（2-7）、（2-3）并化简，得
𝑖（𝑡）=𝑖𝑎（𝑡）𝑠𝑎+𝑖𝑏（𝑡）𝑠𝑏+𝑖𝑐（𝑡）𝑠𝑐（2-8）
下表给出了不同开关模式调制时的idc（t）取值。
开关模式
scsbsa
001
010
011
100
101
110
111
000
idc（t）
ia（t）
ib（t）
ia（t）+ib（t）=-ic（t）
ic（t）
ic（t）+ia（t）=-ib（t）
ib（t）+ic（t）=-ia（t）
0
0
从上表分析，在任意开关模式下，idc（t）复现了不同相的网侧电流或其相反值。
（5）直流侧电压Vdc（t）
由于idc（t）波为PWM波，因而三相VSR直流侧电压必然脉动，直流侧电流到直流侧电压传递环节为一阶惯性环节，且满足
（2-9）
可见，当惯性时间常数τ（=RLC）取值越大，其直流侧电压Vdc（t）的脉动幅值就越小。
第3章三相VSR的一般数学模型
所谓三相VSR一般数学模型就是根据三相VSR拓扑结构，在三相静止坐标系（a，b，c）中利用电路基本定律（基尔霍夫电压、电流定律）对VSR所建立的一般数学描述。
针对三相VSR一般数学模型的建立，通常作以下假设：
（1）电网电动势为三相平稳的纯正弦波电动势（ea、eb、ec）。
（2）网侧滤波电感L是线性的，且不考虑饱和。
（3）功率开关损耗以电阻Rs表示，即实际的功率开关可由理想开关与损耗电
阻Rs串联等效表示。
（4）为描述VSR能量的双向传输，三相VSR其直流侧负载由电阻RL和直流
电势eL串联表示。
根据三相VSR特性分析需要，三相VSR一般数学模型的建立可采用以下两种形式：
（1）采用开关函数描述的一般数学模型；
（2）采用占空比描述的一般数学模型。
本文只介绍采用开关函数描述的一般数学模型。
3.1采用开关函数描述的VSR一般数学模型
以三相VSR拓扑结构为例，建立采用开关函数描述的VSR一般数学模型
当直流电动势eL=0时，直流侧为纯电阻负载，此时三相VSR只能运行于整流模式；当eL>0时，三相VSR既可运行于整流模式，又可运行于有源逆变模式，当运行于有源逆变模式时，三相VSR将eL所发电能向电网侧输送，有时也称这种模式为再生发电模式；当eL为分析方便，首先定义单极性二值逻辑开关函数Sk为
将三相VSR功率管损耗等值电阻RS同交流滤波电感等值电阻Rl合并，且令R=Rl+RS，采用基尔霍夫电压定律建立三相VSRa相回路方程为
L
Ria=ea-（vaN+vN0）（3-2）
当Va导通Va＇关断时，sa=1,且VaN=Vdc；当Va关断Va＇导通时，开关函数Sa=0，且VaN=0。
由于VaN=VdcSa,式（3-2）可改写为：
L
Ria=ea-（VdcSa+VN0）（3-3）
同理，可得b相、c相方程如下：
L
Rib=eb-（VdcSb+VN0）（3-4）
L
Ric=ec-（VdcSc+VN0）（3-5）
考虑对称三相系统，则
ea+eb+ec=0ia+ib+ic=0（3-6）
联立（3-3）到（3-6）得
VN
（3-7）
而直流侧电流又可以描述为
idc=iaSa+ibSb+icSc（3-8）
所以对直流侧电容正极节点处应用基尔霍夫电流定律得
联立综合得：
3.2三相VSRdq模型的建立
前面对三相静止对称坐标系（a，b，c）中的VSR一般数学模型进行了研究分析。
这种VSR一般数学模型具有物理意义清晰、直观等特点。
但在这种数学模型中，VSR交流侧均为时变交流量，因而不利于控制系统设计。
为此，可以通过坐标变换将三相对称静止坐标系（a，b，c）转换成以电网基波频率同步旋转的（d，q）坐标系。
这样，经坐标旋转变换后，三相对称静止坐标系中的基波正弦变量将转化成同步旋转坐标系中的直流变量，从而简化了控制系统设计。
三相静止对称坐标系中的三相VSR一般数学模型经同步旋转坐标变换后，即转换成三相VSRdq模型。
3.2.1关于坐标变换
在三相VSRdq模型建立过程中，常用到两类坐标变换，一类是将三相静止对称坐标系（a，b，c）变换成两相垂直静止坐标系（D，Q）；另一类是将三相静止对称坐标系（a，b，c）变换成二相同步旋转坐标系（d，q），或是将二相静止垂直坐标系（D，Q）变换成二相同步旋转坐标系（d，q）。
上述坐标变换又分成“等量”变换和“等功率”变换两种，而坐标变换又是通用矢量分解等效的结果。
因此，首先讨论关于通用矢量的概念。
1.三相物理量的通用矢量描述
所谓通用矢量描述，是指三相物理量可以用一个空间旋转矢量在三个静止对称轴（a,b,c）上的投影来表示，这个表示三相对称物理量的矢量称为通用矢量。
2.等量坐标变换
所谓“等量”坐标变换，是指在某一坐标系中的通用矢量与变换后的另一坐标系中的通用矢量相等的坐标变换。
下面以电流矢量I为例，分别讨论两类坐标变换：
（1）三相静止坐标系（a,b,c）到两相静止垂直坐标系（D,Q）的变换
图中表示了三相静止坐标系（a,b,c）与两相旋转坐标系（D,Q）的空间位置关系。
其中Q轴与a轴重合，而D轴滞后a轴90度相位角。
若I与Q轴间相位角为θ，则I在Q、D轴上投影满足：
另外，I在a、b、c三轴上的投影为
联立（3-11）和（3-12）由三角函数公式推得
写成矩阵形式就是
（2）三相静止坐标系（a,b,c）到两相同步旋转坐标系（d,q）的变换
三相静止坐标系（a，b，c）到两相同步旋转坐标系（d，q）变换的最突出优点是将（a，b，c）坐标系中的基波正弦变量变换成（d，q）坐标系中的直流变量，为此，必须首先确定（d，q）坐标系的空间位置。
众所周知：
在三相电路中，两相同步旋转坐标系（d、q）中的q轴分量常表示有功分量，而d轴分量则常用以表示无功分量。
在三相静止对称坐标系（a，b，c）中，E、I分别表示三相电网电动势矢量和电流矢量，并且E、I以电网基波角频率ω逆时针旋转。
根据瞬时无功功率理论，在描述三相电量时，为简化分析，将两相旋转坐标系（d，q）中q轴与电网电动势矢量E同轴。
即q轴按E矢量定向，矢量E（q轴）方向的电流分量iq定义为有功电流，而比矢量E滞后90o相角的轴（d轴）方向电流分量id定义为无功电流。
另外，初始条件下令q轴与a轴同相。
在（d，q）坐标系定义基础上，即可分析三相静止对称坐标系（a，b，c）与二相旋转坐标系（d，q）间的变换关系。
仍以电流矢量，为例加以研究。
如图所示，若令矢量I与a轴的相位角为
，q轴与a轴的相位角为
，显然
由三角函数关系可以推得
联立（3-15）和（3-16）可得：
𝑖𝑑=𝐼𝑚sin（𝜃−𝛾）
120°）cos（𝛾+120°）]
𝑖𝑞=𝐼𝑚cos（𝜃−𝛾）
120°）cos（𝛾+120°）]
（3-17）
为用方阵表示坐标变换，可定义零轴分量，为
联立（3-17）、（3-18）得
式中R（θ）——静止坐标系（a,b,c）到旋转坐标系（q,d,0）的变换矩阵，即
也可求出其逆变换
式中
上述分析表明，若已知矩阵R（θ）或R-1（θ），即可实现矢量Iabc、Iqd0之间的相互转换。
第4章三相VSR控制系统的设计
以上讨论了三相VSRdq模型的的建立，对于三相交流对称系统，若只考虑交流基波分量，则稳态时dq模型的d、q分量均为直流变量；另一方面，适当选取同步旋转坐标系（d，q）的初始参考轴方向，如q轴与电网电动势矢量Edq重合，则q轴表示有功分量参考轴，而d轴表示无功分量参考轴，从而有利于三相VSR网侧有功，无功分量的独立控制。
在三相VSR控制系统设计中，一般采用双环控制，即电压外环和电流内环。
电压外环的作用主要是控制三相VSR直流侧电压，而电流内环的作用主要是按电压外环输出的电流指令进行电流控制，如实现单位功率因数正弦波电流控制。
4.1电流内环控制系统设计
4.1.1电流内环的简化
由三相VSR拓扑结构可知，三相坐标系VSR（d,q）中，其dq模型可描述为
式中𝑒𝑑、𝑒𝑞——电网电动势矢量Edq的d、q分量；
𝑣𝑑、𝑣𝑞——三相VSR交流侧电压矢量Vdq的d、q分量；
𝑖𝑑、𝑖𝑞——三相VSR交流侧电流矢量Idq的d、q分量；
p——微分算子。
设dq坐标系中q轴与电网电动势矢量Edq重合，则电网电动势矢量d轴分量ed=0。
从三相VSRdq模型方程式（4-1）可看出，由于VSRd、q轴变量相互耦合，因而给控制器设计造成一定困难。
为此，可采用前馈解耦策略，当电流调节器采用PI调节器时，则𝑣𝑑、𝑣𝑞的控制方程如下：
（4-3）
（4-4）
式中𝐾𝑖𝑃、𝐾𝑖𝐼——电流环比例调节增益和积分调节增益；
——𝑖𝑞、𝑖𝑑电流指令值。
显然，基于前馈的控制算法式（4-3）、（4-4）使三相VSR电流内环（𝑖𝑞、𝑖𝑑）实现了解耦控制，如上图所示。
由于两电流内环的对称性，因而下面以𝑖𝑞控制为例讨论电流调节器的设计。
考虑电流内环信号采样的延迟和PWM控制的小惯性特性，已解耦的𝑖𝑞电流内环结构如下框图：
上图中Ts为电流内环电流采样周期（即亦为PWM开关周期），𝐾𝑃𝑊𝑀为桥路PWM等效增益，取值为1.
4.1.2电流调节器的设计
由于零型系统不做考虑，Ⅰ型系统虽然具有较好的跟随性能，但系统抗扰能力较差，为了改善电流内环的抗扰性能，可以考虑采用典型Ⅱ型系统设计。
本文只介绍Ⅱ型系统的设计。
由上图，将小时间常数𝑇𝑠/2、𝑇𝑠合并，得到简化的电流内环结构，再把PI调节器写成零极点形式，即
当𝜔𝑐𝐿>>R时（𝜔𝑐为电流环截止频率），可令（1/R）/[（L/R）s+1]≈1/Ls，即忽
略VSR交流侧电阻R时的电流内环开环传递函数为：
为尽量提高电流响应的快速性，对典型Ⅱ型系统而言，可设计适当的中频带宽ℎ𝑖[ℎ𝑖=𝜏𝑖/（1.5𝑇𝑠）]，工程上常取ℎ𝑖=𝜏𝑖/（1.5𝑇𝑠）=5。
按典型Ⅱ型系统参数设计关系，得
（4-7）
解得：
（4-8）
（4-9）
根据上式算出参数后，还需仿真调试进一步修改。
4.2电压外环控制系统设计
电压外环控制的目的是为了稳定VSR直流侧电压𝑣𝑑𝑐。
令三相电网基波电动
势为
为简化控制系统设计，当开关频率远高于电网电动势基波频率时，可忽略PWM谐波分量，即只考虑开关函数𝑠𝑘（k=a,b,c）的低频分量，则
式中θ——开关函数基波初始相位角
m——PWM的调制比
对于单位功率因数正弦波电流控制，三相VSR网侧电流为
𝑖𝑎=𝐼𝑚cos（𝜔𝑡）
𝑖𝑏=𝐼𝑚cos（𝜔𝑡−120𝑜）
𝑖𝑐=𝐼𝑚cos（𝜔𝑡+120𝑜）（4-12）
另外，三相VSR直流侧电流𝑖𝑑𝑐可由开关函数描述如下
𝑖𝑑𝑐=𝑠𝑎𝑖𝑎+𝑠𝑏𝑖𝑏+𝑠𝑐𝑖𝑐（4-13）
将式（4-11）、（4-12）带入（4-13）中，化简得到
𝑖𝑑𝑐≈0.75𝑚𝐼𝑚𝑐𝑜𝑠𝜃（4-14）
综合以上分析，三相VSR电压外环控制结构如图
由前面分析已知𝑊𝑐𝑖（𝑠）≈1/（1+3𝑇𝑠𝑠）。
上图中，0.75mcosθ是一时变环节，这将给电压环设计带来困难，为此可考虑以该环节的最大比例增益取值代之。
显然，0.75mcosθ≤0.75（m≤1）,即以比例增益0.75取代该时变环节。
为简化控制结构，将电压采样小惯性时间常数𝜏𝑣与电流内环等效小时间常数3𝑇𝑠合并，即𝑇𝑒𝑣=𝜏𝑣+3𝑇𝑠,且不考虑负载电流扰动𝑖𝐿扰动，经简化的
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