三相电压型PWM整流器仿真课程设计.docx

1、三相电压型PWM整流器仿真课程设计第1章 绪论1.1PWM整流器概述 随着电力电子技术的发展，功率半导体开关器件性能不断提高，已从早期广泛使用的半控型功率半导体开关，如普通晶闸管(SCR)发展到如今性能各异且类型诸多的全控型功率开关如双极型晶体管(BJT)、门极关断晶闸管(GTO)、绝缘栅双极型晶体管(IGBT)、集成门极换向晶闸管(IGcT)、电力场效应晶体管(MOSFET) 以及场控晶闸管(McT)等。而20世纪90年代发展起来的智能型功率模块(IPM)则开创了功率半导体开关器件新的发展方向。功率半导体开关器件技术的进步，促进了电力电子变流装置技术的迅速发展，出现了以脉宽调制(PWM)控制

2、为基础的各类变流装置，如变频器、逆变电源、高频开关电源以及各类特种变流器等，这些变流装置在国民经济各领域中取得了广泛应用。但是，目前这些变流装置很大一部分需要整流环节以获得直流电压，由于常规整流环节广泛采用了二极管不控整流电路或晶闸管相控整流电路因而对电网注入了大量谐波及无功，造成了严重的电网“污染”。治理这种电网“污染”最根本措施就是，要求变流装置实现网侧电流正弦化且运行于单位功率因数。因此，作为电网主要“污染”源的整流器，首先受到了学术界的关注，并开展了大量研究工作。其主要思路就是将PWM 技术引入整流器的控制之中，使整流器网侧电流正弦化且可运行于单位功率因数。根据能量是否可双向流动，派生

3、出两类不同拓扑结构的PWM整流器，即可逆PWM 整流器和不可逆PWM整流器。本论文只讨论能量可双向流动的可逆PWM整流器及控制策略，以下所称PWM整流器均指可逆PWM整流器。 第2章 PWM 整流器的拓扑结构及工作原理2.1 PWM整流器原理概述 从电力电子技术发展来看，整流器是较早应用的一种ACDC变换装置。整流器的发展经历了由不控整流器(二极管整流)、相控整流器(晶闸管整流)到PWM 整流器(可关断功率开关)的发展历程。传统的相控整流器，虽应用时间较长，技术也较成熟，且被广泛使用，但仍然存在以下问题： (1) 晶闸管换流引起网侧电压波形畸变； (2) 网侧谐波电流对电网产生谐波“污染”；

4、(3) 深控时网侧功率因数降低； (4) 闭环控制时动态响应相对较慢。 虽然二极管整流器，改善了整流器网侧功率因数，但仍会产生网侧谐波电流而“污染”电网；另外二极管整流器的不足还在于其直流电压的不可控性。针对上述不足，PWM整流器已对传统的相控及二极管整流器进行了全面改进。其关键性的改进在于用全控型功率开关取代了半控型功率开关或二极管，以PWM控制整流取代了相控整流或不控整流。因此，PWM整流器可以取得以下优良性能： (1) 网侧电流为正弦波； (2) 网侧功率因数控制(如单位功率因数控制)； (3) 电能双向传输； (4) 较快的动态控制响应。 显然，PWM 整流器已不是一般传统意义上的 A

5、CDC 变换器。由于电能的双向传输，当PWM整流器从电网吸取电能时，其运行于整流工作状态；而当PWM整流器向电网传输电能时，其运行于有源逆变工作状态。所谓单位功率因数是指：当PWM整流器运行于整流状态时，网侧电压、电流同相(正阻特性)；当PWM整流器运行于有源逆变状态时，其网侧电压、电流反相(负阻特性)。进一步研究表明，由于PWM整流器其网侧电流及功率因数均可控，因而可被推广应用于有源电力滤波及无功补偿等非整流器应用场合。 综上可见，PWM整流器实际上是一个其交、直流侧可控的四象限运行的变流装置。为便于理解，以下首先从模型电路阐述PWM整流器的基本原理。 从上图可以看出：PWM整流器模型电路由

6、交流回路、功率开关桥路以及直流回路组成。其中交流回路包括交流电动势e以及网侧电感L等；直流回路包括负载电阻及负载电势Ec等。功率开关桥路可由电压型或电流型桥路组成。当不计功率桥路损耗时，由交、直流侧功率平衡关系得 Iv = vdcidc式中 v、i 模型电路交流侧电压、电流 vdc、idc模型电路直流侧电压、电流 由式上式不难理解：通过模型电路交流侧的控制，就可以控制其直流侧，反之亦然。以下着重从模型电路交流侧人手，分析PWM整流器的运行状态和控制原理。 稳态条件下，PWM整流器交流侧矢量关系如下图所示:为简化分析，对于PWM整流器模型电路，只考虑基波分量而忽略PWM谐波分量，并且不计交流侧电

7、阻。这样可从上图分析：当以电网电动势矢量为参考时，通过控制交流电压矢量y即可实现PWM整流器的四象限运行。若假设|I|不变，因此|VL|=L|I|也固定不变，在这种情况下，PWM整流器交流电压矢量V端点运动轨迹构成了一个以|VL|为半径的圆。当电压矢量V端点位于圆轨迹A点时，电流矢量I比电动势矢量E滞后90o,此时PWM整流器网侧呈现纯电感特性，如上图（a）所示；当电压矢量V端点运动至圆轨迹B点时，电流矢量I与电动势矢量 E平行且同向，此时PWM整流器网侧呈现正电阻特性，如上图（b）所示；当电压矢量V端点运动至圆轨迹c点时，电流矢量I超前电动势矢量E 90o，此时PWM 整流器网侧呈现纯电容特

8、性，如上图（c）所示；当电压矢量V端点运动至圆轨迹D点时，电流矢量I与电动势矢量平行且反向，此时PWM整流器网侧呈现负阻特性，如上图（d）所示。以上A、B、c、D四点是PWM整流器四象限运行的四个特殊工作状态点，进一步分析，可得PWM整流器四象限运行规律如下： (1)电压矢量V端点在圆轨迹AB上运动时，PWM整流器运行于整流状态。此时。PWM整流器需从电网吸收有功及感性无功功率。电能将通过PWM整流器由电网传输至直流负载。值得注意的是，当 PWM 整流器运行在 B 点时，则实现单位功率因数整流控制，而在A点运行时，PWM整流器则不从电网吸收有功功率，而只从电网吸收感性无功功率。 (2)当电压矢

9、量V端点在圆轨迹BC上运动时，PWM整流器运行于整流状态，此时，PWM整流器需从电网吸收有功及容性无功功率，电能将通过PWM整流器由电网传输至直流负载。当PWM整流器运行至C点时，此时，PWM整流器将不从电网吸收有功功率，而只从电网吸收容性无功功率。 (3)当电压矢量V端点在圆轨迹CD上运动时。PWM整流器运行于有源逆变状态。此时PWM整流器向电网传输有功及容性无功功率，电能将从PWM整流器直流侧传输至电网。当PWM整流器运行至D点时，便可实现单位功率因数有源逆变控制。 (4)当电压矢量V端点在圆轨迹DA上运动时。PWM整流器运行于有源逆变状态。此时，PWM整流器向电网传输有功及感性无功功率。

10、电能将从PWM整流器直流侧传输至电网。 显然，要实现PWM整流器的四象限运行，关键在于网侧电流的控制。一方面，可以通过控制PWM整流器交流电压，间接控制其网侧电流；另一方面，也可通过网侧电流的闭环控制，直接控制PWM整流器的网侧电流。 2.2 三相电压型 PWM 整流器的拓扑结构 三相电压型PWM整流器分半桥与全桥，本文只讨论三相半桥电压型PWM整流器，以下所称的三相电压型PWM整流器也均指三相半桥电压型PWM整流器。 三相半桥电压型PWM整流器的拓扑结构如下： 上图为三相半桥 VSR 拓扑结构。其交流侧采用三相对称的无中线连接方式，采用六个功率开关管，这是最常用的三相 PWM 整流器。 2.

11、3 三相 VSR PWM 分析 2.3.1 开关模式 由于每相桥臂共有两种开关模式，即上侧桥臂导通或下侧桥臂导通，因此三相 VSR共有23=8种开关模式，并可利用单极性二值逻辑开关函数sj（j=a,b,c）描述，即： Sj= 1 Vj、VDj 导通 0 Vj、VDj导通 （j=a,b,c） 式中，Vj、VDj （j=a,b,c）表示上桥臂功率开关管及续流二极管；Vj、VDj （j=a,b,c）则表示下桥臂功率开关管及续流二极管。三相VSR 8种开关模式见下表 开关模式12345678导通器件Va(VDa) Vb(VDb) Vc(VDc) Va(VDa) Vb(VDb) Vc(VDc) Va(V

12、Da) Vb(VDb) Vc(VDc) Va(VDa) Vb(VDb) Vc(VDc) Va(VDa) Vb(VDb) Vc(VDc) Va(VDa) Vb(VDb) Vc(VDc) Va(VDa) Vb(VDb) Vc(VDc) Va(VDa) Vb(VDb) Vc(VDc) 开关函数scsbsa 001 010 011 100 101 110 111 000 2.3.2 数值分析 在此分析三相 VSR 在 ia0、ib0 时的 PWM 相关波形。为简化分析，只研究三相 VSR 单位功率因数整流状态时的 a 相 PWM 相关波形，此时网侧电流 ij(t)与电动势 ej(t) （j=a,b,c

13、）同相。 （1）交流测电压 Va0(t) 针对 2.2 中所示的三相 VSR 主电路拓扑结构，其 a 相电压方程为 𝑣𝑎0(𝑡) = 𝑣𝑎𝑁(𝑡) + 𝑣𝑁0(𝑡) （2-1）由电压型逆变桥三相平衡关系易推得 （2-2）当采用单极性二值逻辑开关函数描述时 𝑣𝑗𝑁(𝑡) = 𝑠𝑗𝑣𝑑𝑐 (j =

14、a, b, c) （2-3）式中 Sj 单极性二值逻辑开关函数 联立式（2-1）（2-2）（2-3），得三相 VSR a 相交流侧电压 Va0(t)的开关函数表达式为 （2-4） 可以得出，三相 VSR 交流测电压在调制过程中只取值 Vdc/3、2Vdc/3、-Vdc/3、-2Vdc/3、0。 （2）网测 a 相电感端电压 VLa(t) 由三相 VSR 交流侧回路易得网测 a 相电感端电压 VLa(t)即为 𝑣𝐿𝑎(𝑡) = 𝑒𝑎(𝑡) 𝑣𝑎0(

15、19905;) （2-5）（3）网测 a 相电流 ia(t) 当忽略 VSR 网测 a 相等效电阻时，a 相电流 ia(t)即为 （2-6）上式表示，三相 VSR 网测 a 相电流为 a 相电感端电压 VLa(t)的积分。 （4）直流侧电流 idc(t) 当忽略三相 VSR 桥路损耗时，其交、直流侧的功率平衡关系为 𝑗=𝑎,𝑏,𝑐 𝑖𝑗(𝑡)𝑣𝑗𝑁(𝑡) = 𝑖𝑑𝑐(

16、19905;)𝑣𝑑𝑐 （2-7）联立式（2-7）、（2-3）并化简，得 𝑖(𝑡) = 𝑖𝑎(𝑡)𝑠𝑎 + 𝑖𝑏(𝑡)𝑠𝑏 + 𝑖𝑐(𝑡)𝑠𝑐 (2-8)下表给出了不同开关模式调制时的 idc(t)取值。 开关模式scsbsa001010011100101110111000idc(

17、t)ia(t)ib(t)ia(t)+ ib(t)=- ic(t)ic(t)ic(t)+ ia(t)=- ib(t)ib(t)+ ic(t)=- ia(t)00从上表分析，在任意开关模式下，idc(t)复现了不同相的网侧电流或其相反值。 （5）直流侧电压 Vdc(t) 由于 idc(t)波为 PWM 波，因而三相 VSR 直流侧电压必然脉动，直流侧电流到直流侧电压传递环节为一阶惯性环节，且满足 (2-9) 可见，当惯性时间常数（=RLC）取值越大，其直流侧电压 Vdc(t)的脉动幅值就越小。 第3章 三相 VSR 的一般数学模型所谓三相VSR一般数学模型就是根据三相VSR拓扑结构，在三相静止坐标

18、系 (a，b，c)中利用电路基本定律(基尔霍夫电压、电流定律)对VSR所建立的一般数学描述。针对三相VSR一般数学模型的建立，通常作以下假设： (1)电网电动势为三相平稳的纯正弦波电动势(ea、eb、ec)。 (2)网侧滤波电感L是线性的，且不考虑饱和。 (3)功率开关损耗以电阻Rs表示，即实际的功率开关可由理想开关与损耗电阻Rs 串联等效表示。 (4)为描述VSR能量的双向传输，三相VSR其直流侧负载由电阻RL和直流电势eL串联表示。 根据三相VSR特性分析需要，三相VSR一般数学模型的建立可采用以下两种形式： (1)采用开关函数描述的一般数学模型； (2)采用占空比描述的一般数学模型。 本

19、文只介绍采用开关函数描述的一般数学模型。 3.1 采用开关函数描述的 VSR 一般数学模型 以三相VSR拓扑结构为例，建立采用开关函数描述的VSR一般数学模型 当直流电动势eL=0时，直流侧为纯电阻负载，此时三相VSR只能运行于整流模式；当eL0时，三相VSR既可运行于整流模式，又可运行于有源逆变模式，当运行于有源逆变模式时，三相VSR将eL所发电能向电网侧输送，有时也称这种模式为再生发电模式；当eLR 时（𝜔𝑐为电流环截止频率），可令(1/R)/(L/R)s+1 1/Ls ，即忽 略 VSR 交流侧电阻 R 时的电流内环开环传递函数为：为尽量提高电流响应的快速

20、性，对典型型系统而言，可设计适当的中频带宽𝑖𝑖 = 𝜏𝑖/(1.5𝑇𝑠)，工程上常取𝑖 = 𝜏𝑖/(1.5𝑇𝑠) = 5。按典型型系统参数设计关系，得 (4-7) 解得： (4-8) (4-9) 根据上式算出参数后，还需仿真调试进一步修改。 4.2 电压外环控制系统设计 电压外环控制的目的是为了稳定 VSR 直流侧电压𝑣𝑑𝑐。令三相电网基波电动势为 为简化控制系统设计，当开

21、关频率远高于电网电动势基波频率时，可忽略PWM谐波分量，即只考虑开关函数𝑠𝑘（k = a,b,c）的低频分量，则 式中 开关函数基波初始相位角 mPWM的调制比 对于单位功率因数正弦波电流控制，三相VSR网侧电流为 𝑖𝑎 = 𝐼𝑚cos (𝜔𝑡) 𝑖𝑏 = 𝐼𝑚 cos(𝜔𝑡 120𝑜) 𝑖𝑐 = 𝐼w

22、898;cos (𝜔𝑡 + 120𝑜) (4-12) 另外，三相VSR直流侧电流𝑖𝑑𝑐可由开关函数描述如下 𝑖𝑑𝑐 = 𝑠𝑎𝑖𝑎 + 𝑠𝑏𝑖𝑏 + 𝑠𝑐𝑖𝑐 (4-13) 将式（4-11）、（4-12）带入（4-13）中，化简得到 𝑖⻔

23、9;𝑐 0.75𝑚𝐼𝑚𝑐𝑜𝑠𝜃 (4-14) 综合以上分析，三相VSR电压外环控制结构如图 由前面分析已知𝑊𝑐𝑖(𝑠) 1/(1 + 3𝑇𝑠𝑠) 。上图中，0.75mcos是一时变环节，这将给电压环设计带来困难，为此可考虑以该环节的最大比例增益取值代之。显然，0.75mcos 0.75（m1）,即以比例增益 0.75 取代该时变环节。为简化控制结构，将电压采样小惯性时间常数𝜏𝑣与电流内环等效小时间常数3𝑇𝑠合并，即 𝑇𝑒𝑣 = 𝜏𝑣 + 3𝑇𝑠 ,且不考虑负载电流扰动𝑖𝐿扰动，经简化的