开关电源闭环反馈响应.docx
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开关电源闭环反馈响应
开关电源闭环反馈响应
TestingClosed-LoopFeedbackResponseForSwitching-PowerSuppling
■Clarke-Hess通信研究公司 KenSalz
开关电源依靠反馈控制环路来保证在不同的负载情况下得到所需的电压和电流。
反馈控制环路的设计影响到许多因素，包括电压调整、稳定性和瞬态响应。
当某个反馈控制环路在某个频率的环路增益为单位增益或更高且总的相位延迟等于360时，反馈控制环路将会产生振荡。
稳定性通常用下面两个参数来衡量：
相位裕量:
当环路增益为单位增益时实际相位延迟与360间的差值，以度为单位表示。
增益裕量:
当总相位延迟为360时，增益低于单位增益的量，以分贝为单位表示。
对多数闭环反馈控制系统，当环路增益大于0dB时，相位裕量都大于45（小于315）。
当环路相位延迟达到360时，增益裕量为-20dB或更低。
如果这些条件得到满足，控制环将具有接近最优的响应；它将是无条件稳定的，即不会阻尼过小也不会阻尼过大。
通过测量在远远超出控制环通常操作带宽的情况下控制环的频率响应，可以保证能够反映出所有可能的情况。
一个单输出开关电源的控制环增益和相位响应曲线。
测量是利用一个GP102增益相位分析仪（一种独立的用来评价控制环增益和相位裕量的仪器）进行的，然后输入到电子表软件中。
在这一例子中，从0dB增益交点到360测量得到的相位裕量为82（360到278）。
从0dB增益交点到相位达到360的增益裕量为-35dB。
把这些增益和相位裕量值与-20dB增益裕量和60相位裕量的目标值相比较，可以肯定被测试电源的瞬态响应和调节是过阻尼的，也是不可接受的。
0dB交点对应的频率为160Hz，这导致控制环的响应太慢。
理想情况下，在1或2KHz处保持正的环增益是比较合适的，考虑到非常保守的增益和相位裕量，不必接近不稳定区即可改善控制环的动态特性。
当然需要对误差放大器补偿器件进行一些小的改动。
进行修改后，可以对控制环重新进行测试以保证其无条件稳定性。
通常可利用频率响应分析仪（FRA）或增益-相位分析仪进行这种测量。
这些仪器采用了离散傅里叶变换（DFT）技术，因为被测信号经常很小且被掩盖在噪声和电源开关台阶所产生的失真中。
DFT用来从中提取出感兴趣的信号。
测试信号注入
为进行测量，FRA向控制环中注入一个已知频率的误差信号扰动。
利用两个FRA通道来判断扰动要多长时间才能从误差放大器输入到达电源输出。
扰动信号应该在控制环反馈信号被限制在单条路径的地方注入，并且来自低阻抗的驱动源。
连接到电源输出或误差放大器输出的反馈路径是注入扰动信号的好地方。
通过信号发生器通过一个隔离变压器连接到测试电路，以保证FRA信号发生器和被测试电路间的电气隔离。
注入方法将扰动信号注入到误差放大器的输入。
对于电源输出电压在FRA最大输入电压限制以内的情况，这一方法是合适的。
如果被测量电源的输出电压比FRA最大输入电压还要高，那么第一种注入方法就不适用了。
扰动信号被注入到误差放大器的输出，此处的控制环对地电压比较低。
如果电源电压超过FRA输入范围则应采用这种注入方法。
选定合适的注入点以后，还必须仔细地设定扰动信号的幅度。
扰动的响应可通过连接到电源输出的示波器看到。
开始时，FRA信号发生器幅度应该设为零和低频率，通常在控制环带宽的低端。
然后慢慢提高FRA信号发生器的幅度。
FRA信号发生器幅度的一个比较好的起始点是能够在示波器上看到电源输出电压波动为额定输出电压的5%左右。
必须在控制环带宽的高端重复这一过程以确保是否可在整个控制环带宽上使用同样的驱动水平。
FRA发生器不能欠驱动或过驱动控制环。
在此种条件下进行的任何测量都是不准确的。
不大可能在整个控制环带宽范围内使用同一组FRA信号发生器设置。
这种情况下，可以利用幅度补偿来保证频率切换和环增益变化时扰动信号稳定。
这可以通过控制FRA信号发生器幅度，从而保证恒定的误差放大器输入来达到。
进行测量
FRA的两个输入分别连接到注入隔离变压器的次级的两端。
CH2测量控制环输出，CH1测量控制环输入。
测量是相对于地进行的。
从10Hz扫描到30KHz，观察增益和相位测量重复性，以保证注入控制环的扰动信号幅度是正确的。
参考增益-相位图表核对控制环增益和相位裕量。
可在误差放大器一级加入适当的补偿器件。
再次进行从低频到高频的扫描可以看到补偿值变化的效果。
理想情况下，环增益每频程应该下降-20dB，特别是在控制环增益经过单位增益时。
功率因数校正电路
反馈控制环并不仅限于用于开关电源的输出调节。
通常用在整流桥后的动态功率因数校正（PFC）电路中采用两个控制环来达到正弦输入电流，从而使负载功率因素接近1.0。
PFC电路通常基于专用的控制器IC、一个开关器件和一个能量储存电感器，即所谓的DC连接。
第一个控制环即电压控制环，试图在DC连接或PFC电路输出维持一个稳定的直流电压。
这一控制环响应相对比较慢，大约在10Hz左右跨越0dB。
第二个控制环即电流控制环有效地控制输入电流的波形。
这一脉宽调制（PWM）斩波器电路必须跟踪整流正弦电压波形，因此，电流控制环的参考点是动态的。
由于电流控制环必须跟踪交流电源频率，因此其交叉点可能达数KHz。
测试电压控制环
测试较慢的电压控制环和快速的电流控制环需要不同的方法：
PFC电压控制环
电压控制环的测试是比较直接的。
不需要对电路进行改动。
实际上，在对电压环测试时，电流控制环仍在工作。
注入点选择的一般规则在这儿都适用。
您可在环中找一个源为低阻抗且信号限制在单条路径的点来注入扰动信号。
注入采用的电阻值大约1,000。
PFC电流控制环
测试较快的电流控制环需要更多考虑和注意，因为需要对电路进行一些变动才能获得对增益和相位裕量的真实评估。
1．利用一个0至400-V直流电源为PFC电路的输入供电。
不需要交流电源，并且应该断开。
2．禁止电压控制环工作，但并非整块IC。
3．如果需要，为PFC控制器IC提供一个辅助电源，典型为+18V。
4．利用一个0至10-V直流电源根据输入电压的相应水平来控制PFC输出电流。
实际上，0至10V直流电源将控制控制器内的控制增益并代替电压参考（对50或60Hz交流电频率通常每秒变化100至120次）。
电流反馈环应当跟踪输入电源，因此利用0至10V直流电流来设定不同的条件。
5．在PFC的输出适加一个可变负载。
6．采用一个100-注入电阻连接在电流传感电阻和PFC传感输入之间。
7．从50Hz扫描到约开关频率的一半。
检查在第4点和第5点中所描述的不同设置组合情况下的环响应。
例如，应该对控制环在零电流、峰值电流和中间状态下进行测试。
在PFC区的测量是危险的。
应该确保隔离地和频率-响应分析仪输入通道以及信号发生器，以及后两者。
高频电源变压器设计原则要求和程序
[出处/作者]：
徐泽玮 《国际电子变压器》编辑部
摘要：
从高频电源变压器作为一种产品（即商品）出发，说明了它的设计原则和要求，并介绍了它的设计程序。
关键词：
高频电源变压器；设计原则；设计要求；设计程序
1前言
电源变压器的功能是功率传送、电压变换和绝缘隔离，作为一种主要的软磁电磁元件，在电源技术中和电力电子技术中得到广泛的应用。
根据传送功率的大小，电源变压器可以分为几档：
10kVA以上为大功率，10kVA～0.5kVA为中功率，0.5kVA～25VA为小功率，25VA以下为微功率。
传送功率不同，电源变压器的设计也不一样，应当是不言而喻的。
有人根据它的主要功能是功率传送，把英文名称“PowerTransformers”译成“功率变压器”，在许多文献资料中仍然在使用。
究竟是叫“电源变压器”，还是叫“功率变压器”好呢？
有待于科技术语方面的权威机构来选择决定。
同一个英文名称“Power
Transformer”，还可译成“电力变压器”。
电力变压器主要用于电力输配系统中起功率传送、电压变换和绝缘隔离作用，原边电压为6kV以上的高压，功率最小5kVA，最大超过上万kVA。
电力变压器和电源变压器，虽然工作原理都是基于电磁感应原理，但是电力变压器既强调功率传送大，又强调绝缘隔离电压高，无论在磁芯线圈，还是绝缘结构的设计上，都与功率传送小、绝缘隔离电压低的电源变压器有显著的差别，更不能将电力变压器设计的优化设计条件生搬硬套地应用到电源变压器中去。
电力变压器和电源变压器的设计方法不一样，也应当是不言而喻的。
高频电源变压器是工作频率超过中频（10kHz）的电源变压器，主要用于高频开关电源中作高频开关电源变压器，也有用于高频逆变电源和高频逆变焊机中作高频逆变电源变压器的。
按工作频率高低，可分为几个档次：
10kHz～50kHz、50kHz～100kHz、100kHz～500kHz、500kHz～1MHz、1MHz以上。
传送功率比较大的，工作频率比较低；传送功率比较小的，工作频率比较高。
这样，既有工作频率的差别，又有传送功率的差别，工作频率不同档次的电源变压器设计方法不一样，也应当是不言而喻的。
如上所述，作者对高频电源变压器的设计原则、要求和程序不存在错误概念，而是在2003年7月初，阅读《电源技术应用》2003年第6期特别推荐的2篇高频磁性元件设计文章后，产生了疑虑，感到有些问题值得进一步商讨，因此才动笔写本文。
正如《电源技术应用》主编寄语所说的那样：
“具体地分析具体的情况”，写的目的，是尝试把最难详细说明和选择的磁性元件之一的高频电源变压器的设计问题弄清楚。
如有说得不对的地方，敬请几位作者和广大读者指正。
2 高频电源变压器的设计原则
高频电源变压器作为一种产品，自然带有商品的属性，因此高频电源变压器的设计原则和其他商品一样，是在具体使用条件下完成具体的功能中追求性能价格比最好。
有时可能偏重性能和效率，有时可能偏重价格和成本。
现在，轻、薄、短、小，成为高频电源的发展方向，是强调降低成本。
其中成为一大难点的高频电源变压器，更需要在这方面下功夫。
所以在高频电源变压器的“设计要点”一文中，只谈性能，不谈成本，不能不说是一大缺憾，如果能认真考虑一下高频电源变压器的设计原则，追求更好的性能价格比，传送不到10VA的单片开关电源高频变压器，应当设计出更轻、薄、短、小的方案来。
不谈成本，市场的价值规律是无情的！
许多性能好的产品，往往由于价格不能为市场接受而遭冷落和淘汰。
往往一种新产品最后被成本否决。
一些“节能不节钱”的产品为什么在市场上推广不开值得大家深思。
产品成本，不但包括材料成本，生产成本，还包括研发成本，设计成本。
因此，为了节约时间，根据以往的经验，对高频电源变压器的铁损铜损比例、漏感与激磁电感比例、原边和副边绕组损耗比例、电流密度提供一些参考数据，对窗口填充程度，绕组导线和结构推荐一些方案，有什么不好？
为什么一定要按步就班地来回进行推算和仿真，才不是概念错误？
作者曾在20世纪80年代中开发高频磁放大器式开关电源，以温升最低为条件，对高频电源变压器进行过优化设计。
由于热阻难以确定，结果与试制样品相差甚远，不得不再次修正。
现在有些公司的磁芯产品说明书中，为了缩短用户设计高频电源变压器的时间，有的列出简化的设计公式，有的用表列出磁芯在某种工作频率下的传送功率。
这种既为用户着想，又推广公司产品的双赢行为，是完全符合市场规律的行为，绝不是什么需要辨析的错误概念。
问题是提供的参考数据，推荐的方案是否是经验的总结？
有没有普遍性？
包括“辨析”一文中提出的一些说法，都需要经过实践检验，才能站得住脚。
总之，千万记住：
高频电源变压器是一种产品（即商品），设计原则是在具体的使用条件下完成具体的功能中追求性能价格比最好。
检验设计的唯一标准是设计出的产品能否经受住市场的考验。
3 高频电源变压器的设计要求
以设计原则为出发点，可以对高频电源变压器提出4项设计要求：
使用条件，完成功能，提高效率，降低成本。
3.1 使用条件
使用条件包括两方面内容：
可靠性和电磁兼容性。
以前只注意可靠性，现在由于环境保护意识增强，必须注意电磁兼容性。
可靠性是指在具体的使用条件下，高频电源变压器能正常工作到使用寿命为止。
一般使用条件对高频电源变压器影响最大的是环境温度。
有些软磁材料，居里点比较低，对温度敏感。
例如：
锰锌软磁铁氧体，居里点只有215℃，其磁通密度，磁导率和损耗都随温度发生变化，故除正常温度25℃外，还要给出60℃，80℃，100℃时的各种参考数据。
因此，将锰锌软磁铁氧体磁芯的工作温度限制在100℃以下，也就是环境温度为40℃时，温升只允许低于60℃，相当于A级绝缘材料温度。
与锰锌软磁铁氧体磁芯相配套的电磁线和绝缘件，一般都采用E级和B级绝缘材料，采用H级绝缘的三重绝缘电磁线和聚酰胺薄膜，是不是大材小用？
成本增加多少？
是不是因为H级绝缘的高频电源变压器优化的设计方案，可以使体积减少1/2～1/3的缘故?
如果是，请举具体实例数据。
作者曾开发H级绝缘工频50Hz，10kVA干式变压器，与B级绝缘工频50Hz，10kVA干式变压器相比，体积减小15％到20％，已经相当可观了。
本来体积就比较小的高频100kHz10VA高频电源变压器，如次级绕组采用三重绝缘线，能把体积减小1/2～1/3，那一定是很宝贵的经验。
请有关作者详细介绍优化设计方案，以便广大读者学习。
电磁兼容性是指高频电源变压器既不产生对外界的电磁干扰，又能承受外界的电磁干扰。
电磁干扰包括可闻的音频噪声和不可闻的高频噪声。
高频电源变压器产生电磁干扰的主要原因之一是磁芯的磁致伸缩。
磁致伸缩大的软磁材料，产生的电磁干扰大。
例如，锰锌软磁铁氧体，磁致伸缩系数λS为21×10－6，是取向硅钢的7倍以上，是高磁导坡莫合金和非晶合金的20倍以上，是微晶纳米晶合金的10倍以上。
因此锰锌软磁铁氧体磁芯产生的电磁干扰大。
高频电源变压器产生电磁干扰的主要原因还有磁芯之间的吸力和绕组导线之间的斥力。
这些力的变化频率与高频电源变压器的工作频率一致。
因此，工作频率为100kHz左右的高频电源变压器，没有特殊原因是不会产生20kHz以下音频噪声的。
既然提出10W以下单片开关电源的音频噪声频率，约为10kHz～20kHz，一定有其原因。
由于没有画出噪声频谱图，具体原因说不清楚，但是由高频电源变压器本身产生的可能性不大，没有必要采用玻璃珠胶合剂粘合磁芯。
至于采用这种粘合工艺可将音频噪声降低5dB，请给出实例与数据以及对噪声原因的详细说明，才会令人可信。
屏蔽是防止电磁干扰，增加高频电源变压器电磁兼容性的好办法。
但是为了阻止高频电源变压器的电磁干扰传播，在设计磁芯结构和设计绕组结构也应当采取相应的措施，只靠加外屏蔽带并不一定是最佳方案，因为它只能阻止辐射干扰，不能阻止传导干扰。
3.2 完成功能
高频电源变压器完成功能有3个：
功率传送，电压变换和绝缘隔离。
功率传送有两种方式。
第一种是变压器功率的传送方式，加在原绕组上的电压，在磁芯中产生磁通变化，使副绕组感应电压，从而使电功率从原边传送到副边。
在功率传送过程中，磁芯又分为磁通单方向变化和双方向变化两种工作模式。
单方向变化工作模式，磁通密度从最大值Bm变化到剩余磁通密度Br，或者从Br变化到Bm。
磁通密度变化值ΔB=Bm－Br。
为了提高ΔB，希望Bm大，Br小。
双方向变化工作模式磁通度从＋Bm变化到－Bm，或者从－Bm变化到＋Bm。
磁通密度变化值ΔB=2Bm，为了提高ΔB，希望Bm大，但不要求Br小，不论是单方向变化工作模式还是双方向变化工作模式，变压器功率传送方式都不直接与磁芯磁导率有关。
第二种是电感器功率传送方式，原绕组输入的电能，使磁芯激磁，变为磁能储存起来，然后通过去磁使副绕组感应电压，变成电能释放给负载。
传送功率决定于电感磁芯储能，而储能又决定于原绕组的电感。
电感与磁芯磁导率有关，磁导率高，电感量大，储能多，而不直接与磁通密度有关。
虽然功率传送方式不同，要求的磁芯参数不一样，但是在高频电源变压器设计中，磁芯的材料和参数的选择仍然是设计的一个主要内容。
在电源变压器“设计要点”一文中，很遗憾缺少这一个主要内容。
只是在“交流损耗”一条中，提出BAC典型值为0.04～0.075T。
显然，文中的高频电源变压器是采用电感功率传送方式，为什么不提磁导率，而提BAC弄不清楚。
经查阅，在《电源技术应用》2003年1/2期，同一主要作者写的开关电源“设计要点”一文中，列出了“磁芯的选择”，也没有提磁导率，只是提出最大磁通密度Bm为0.275T。
由于没有画磁通密度变化波形，弄不清楚前文中的BAC和后文中的Bm是否一致：
为什么BAC和Bm相差6.8～3.7倍？
更不清楚，选的是哪一种软磁铁氧体材料？
为什么选这种型号？
两文中都没有一点说明，只好让读者自己去猜想了。
电压变换通过原边和副边绕组匝数比来完成。
不管功率传送是哪一种方式，原边和副边的电压变换比等于原绕组和副绕组匝数比，只要不改变匝数比，就不影响电压变换。
但是，绕组匝数与高频电源变压器的漏感有关。
漏感大小与原绕组匝数的平方成正比。
有趣的是，漏感能不能规定一个数值？
《电源技术应用》2003年第6期同时刊登的两篇文章有着不同的说法。
“设计要点”一文中说：
“对于一符合绝缘及安全标准的高频变压器，其漏感量应为次级开路时初级电感量的1％～3％”。
“辨析”一文中说：
“在很多技术单上，标注着漏感=1％的磁化电感或漏感<2％的磁化电感等类似的技术要求。
其实这种写法或设计标准很不专业。
电源设计者应当根据电路正常工作要求，对所能接受的漏感值作一个数值限制。
在制作变压器的过程中，应在不使变压器的其他参数（如匝间电容等）变差的情况下尽可能减小漏感值，而非给出漏感与磁化电感的比例关系作为技术要求”。
“否则这将表明你不理解漏感知识或并不真正关心实际的漏感值”。
虽然两篇文章说法不一样，但是有一点是共同的，就是尽可能减小漏感值。
因为漏感值大，储存的能量也大，在电源开关过程中突然释放，会产生尖峰电压，增加开关器件承受的电压峰值，对绝缘不利，也产生附加损耗和电磁干扰。
绝缘隔离通过原边和副边绕组的绝缘结构来完成。
为了保证绕组之间的绝缘，必须增加两个绕组之间的距离，从而降低绕组间的耦合程度，使漏感增大。
还有，原绕组一般为高压绕组，匝数不能太少，否则，匝间或者层间电压相差大，会引起局部短路。
这样，匝数有下限，使漏感也有下限。
总之，在高频电源变压器绝缘结构和总体结构设计中，要统筹考虑漏感和绝缘强度问题。
3.3 提高效率
提高效率是对电源和电子设备的普遍要求。
虽然从单个高频电源变压器来看，损耗不大。
例如，100VA高频电源变压器，效率为98％时，损耗只有2W，并不多。
但是成十万个，成百万个高频电源变压器，总损耗可能达到上100kW，甚至上MW。
还有，许多高频电源变压器一直长期运行，年总损耗相当可观，有可能达到上10GW·h。
这样，提高高频电源变压器效率，可以节约电力。
节约电力后，可以少建发电站。
少建发电站后，可以少消耗煤和石油，可以少排放CO2，SO2，NOx，废气，废水，烟尘和灰渣，减少对环境的污染。
既具有节约能源，又具有环境保护的双重社会经济效益。
因此，提高效率是高频电源变压器一个主要的设计要求，一般效率要提高到95％以上，损耗要减少到5％以下。
高频电源变压器损耗包括磁芯损耗（铁损）和绕组损耗（铜损）。
有人关心变压器的铁损和铜损的比例。
这个比例是随变压器的工作频率发生变化的。
如果变压器的外加电压不变，工作频率越低，绕组匝数越多，铜损越大。
因此在50Hz工频下，铜损远远超过铁损。
例如：
50Hz，100kVAS9型三相油浸式硅钢电力变压器，铜损为铁损的5倍左右。
50Hz，100kVASH11型三相油浸式非晶合金电力变压器，铜损为铁损的20倍左右。
并不存在“辨析”一文中所说那样，工频变压器从热稳定热均匀角度出发，把铜损等于铁损作为经验设计规则。
随着工作频率升高，绕组匝数减少，虽然由于趋表效应和邻近效应存在而使绕组损耗增加，但是总的趋势是铜损随着工作频率升高而下降。
而铁损包括磁滞损耗和涡流损耗，随着工作频率升高而迅速增大。
在某一段工作频率，有可能出现铜损和铁损相等的情况，超过这一段工作频率，铁损就大于铜损。
造成铁损不等于铜损的原因，也并不象“辨析”一文中所说那样是由于“高频变压器采用非常细的漆包线作为绕组”。
导线粗细的选择，虽然受趋表效应影响，但主要由高频电源变压器的传送功率来决定，与工作频率不存在直接关系。
而且，选用非常细的漆包线作为绕组，反而会增加铜损，延缓铜损的下降趋势。
说不定在设计选定的工作频率下，还有可能出现铜损等于铁损的情况。
根据有的资料介绍，中小功率高频电源变压器的工作频率在100kHz左右，铁损已经大于铜损，而成为高频电源变压器损耗的主要部分。
正因为铁损是高频电源变压器损耗的主要部分，因此根据铁损选择磁芯材料是高频电源变压器设计的一个主要内容。
铁损也成为评价软磁芯材料的一个主要参数。
铁损与磁芯的工作磁通密度工作频率有关，在介绍软磁磁芯材料铁损时，必须说明在什么工作磁通密度下和在什么工作频率下损耗。
用符号表示时，也必须标明PB/f〔式中工作磁通密度B的单位是T（特斯拉），工作频率f的单位是Hz（赫芝）〕。
例如，P0.5/400表示工作磁通密度为0.5T，工作频率为400Hz时的损耗。
又例如，P0.1/100k表示工作磁通密度为0.1T，工作频率为100kHz时的损耗。
铁损还与工作温度有关，在介绍软磁磁芯材料铁损时，必须指明它的工作温度，特别是软磁铁氧体材料，对温度变化比较敏感，在产品说明书中都要列出25℃至100℃的铁损。
软磁材料的饱和磁通密度并不完全代表使用的工作磁通密度的上限，常常是铁损限制了工作磁通密度的上限。
所以，在新的电源变压器用软磁铁氧体材料分类标准中，把允许的工作磁通密度和工作频率乘积B×f，作为材料的性能因子，并说明在性能因子条件下允许的损耗值。
新的分类标准根据性能因子把软磁铁氧体材料分为PW1，PW2，PW3，PW4，PW5等5类，性能因子越高的，工作频率越高，极限频率也越高。
例如，PW3类软磁铁氧体材料，工作频率为100kHz，极限频率为300kHz，性能因子B×f为10000mT×kHz，即在100mT（0.1T）和100kHz下，100℃时损耗a级≤300kW/m（300mW/cm3），b级≤150kW/m3（150mW/cm3）。
日本TDK公司生产的PC44型软磁铁氧体材料达到PW3a级标准，达不到PW3b级标准。
“设计要点”一文中提出高频变压器使用的铁氧体磁芯在100kHz时的损耗应低于50mW/cm3，没指明是选哪一类软磁铁氧体材料，也没说明损耗对应的工作磁通密度。
读者只好去猜：
损耗对应的工作磁通密度是《电源技术应用》2003年6期“设计要点”一文中的BAC典型值0.04～0.075T？
还是《电源技术应用》2003年1/2期“设计要点”一文中的Bm值0.237T？
不管是0.075T，还是0.237T？
要达到100kHz下铁损低于50mW/cm3的铁氧体材料是非常先进的。
请介绍一下是哪家公司哪种型号产品，以便读者也去购买。
在某一段工作频率下，高频电源变压器的绕组损耗（铜损）与铁损相接近时，例如，铜损/铁损=100％～25％范围内，铜损也不能忽视，也应当考虑采取措施来减少铜损。
由于原绕组和副绕组承担的功率相近，往往在设计中取原绕组
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