关于电子镇流器的功率因数校正问题的讨论下概要.docx
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关于电子镇流器的功率因数校正问题的讨论下概要
2009年第3期
中国照明电器CHINALIGHT&LIGHTING
19
关于电子镇流器的功率因数校正问题的讨论（下）
陈传虞
（续上期）
4固定开通时间的APFC控制器工作原理
如上所述,只要开通时间不变,输入电流就能跟踪输入电压的变化,失真很小,这就出现了固定开通
时间的APFC控制器,它的原理图如图14
所示。
功率MOS管栅极无需接钳位二极管。
FAN7530有过压和过流保护功能,当引脚1上的电压高于2675V时,过电压（OVP）比较器将关闭功率MOS管。
当引脚1上的电压低于045V时,比较器输出禁止信号,IC的基准电压和内部偏置电源不工作,使IC不能工作,维持电流只有65A。
当MOS管电流过大、送到4脚的电压超过08V时,过电流（OCP）比较器输出高电平,同样也使驱动输出OUT为低电平,关闭功率MOS管。
可见,它的保护功能是很强的。
图15是一种用FAN7530组装成的80WAPFC具体应用电路。
图中,FAN7530锯齿电压的上升斜率由2脚外接电阻R6确定,R6大,则锯齿电压上升速率慢,MOS管开通时间长,反之则短。
电阻R5能改变
图14固定开通时间APFC控制器工作原理图
充电电流的大小,对降低THD有影响,适当调节之,可以减少输入电压过零附近的电流失真,改善电路的THD性能参数。
这是因为电阻R5接到升压电感的副绕组,而副绕组上的电压在MOS管导通时与输入电压的负值成正比,这样流过电阻R5的电流与输入电压成正比。
输入电压高,电流大,开通时间短,而在输入电压过零附近,开通时间长（见图16）,从而改善了THD失真。
流过R5的电流以比流过R6的电流大1~2倍为好,可通过试验确定其阻值。
峰值电流控制型APFC控制器和固定开通时间APFC控制器大多数是8条引脚,各条引脚的功能和使用方法虽略有不同,从本质上讲,它们属于同一类芯片,它们工作原理的共同特点是:
开通时间基本上是不变的。
开关频率在输入线电压的半周内是变化的,在线电压达到峰值时,开关频率最低;在输入线电压过零附近,开关频率最高。
!
流过电感电流是临界导通的,电流由零上升到最大值,然后下降,当下降到零时,再一次线性上升。
中间没有死区时间。
∀这类控制器的外接元件的连接方式基本上也是一样的,只是根据电压误差放大器的性能不同,补偿网络图14中升压电感L的副绕组检测电感电流到零的时刻,通过将RS锁存器置1,使开关管开通,电感电流线性上升,其原理已在图9中说明,这里不再重复。
在开关管开通的同时,锯齿波电压也开始线性上升,它与误差放大器输出的固定电压在比较器相比较,一旦两者相等,比较器送出信号使RS触发器（锁存器）复位,送出关断信号,将MOS管关断,电感电流达到其峰值,不再上升。
这种方案也能控制电感电流的峰值,而无需从整流后的电压取样,也不用乘法器。
而为了得到线性上升的锯齿电压,只要用恒流源对电容C充电就行了,比较简单。
下面介绍一款仙童公司推出的固定开通时间APFC芯片FAN7530。
FAN7530芯片功能强大,功耗极低。
其VCC的欠电压封锁功能是:
开启阈值为12V,关闭阈值为85V,VCC内部钳位电压为22V。
IC启动电流典型值为40A,静态工作电流仅为15mA。
驱动电流高达+500mA-800mA,可驱动较大功率的MOS管或IGBT,
20中国照明电器2009年第3期
端（2脚）的补偿网络（可能是电容或RC网络）可以直接接地;如非跨导型,则其输出端的补偿网络应接误差放大器的反相端（1脚）。
另外,IC3脚的接法也有所不同,
根据芯片类型而定。
图15用FAN7530组装的80WAPFC电路
这类控制器的优点是电路比较简单,成本较低,品种多,产品不断升级换代,性能愈来愈好（新产品与老产品引脚兼容）,在性价比上可供选择的产品类型多,选择余地大。
这类产品大多应用在300W以下特别是100W左右的电子镇流器中。
在做电子镇流器
产品型号KA7525KA7526L6561L6562FAN7527FAN7528FAN7529FAN7530MC3326234262MC3323234232MC3326834268NCP1601UC185228523852
TDA4862SA7527
DIP-8
SO-8DIP16、SO16
DIP8DIP8、SO8DIP8、SO8DIP8、SO8DIP-8SO-8封装形式双列直插DIP-8表面贴装SO等,-8
DIP-8SO-8
时,通常选用这类APFC器件。
表1中给出若干种开通时间不变的APFC芯片。
我们在选用芯片时,一定要了解IC的功能,各个引脚的用处,以及外接元器件的大致参数范围,参数变化会带来什么样的影响等。
这类芯片的缺点是:
开关频率高,电磁干扰严重,
说明峰值电流控制峰值电流控制峰值电流控制
厂商三星公司ST公司
表1开通时间不变的APFC芯片
不带乘法器、固定开通时间、双输出
不带乘法器、固定开通时间不带乘法器、固定开通时间峰值电流控制、误差放大器
为跨导型,输出为电流同上,但功能更强,THD小
功能同上,使用方便不带乘法器、固定开通时间
峰值电流控制峰值电流控制
美国仙童公司
美国OnSemi公司
美国Motorola公司OnSemi公司美国尤尼创公司美国Infinen公司杭州士兰微电子公司
在交流输入电压过零附近,输入电流会出现交越失真,使THD变大,对EMC的要求高。
为了减少输入电流的交越失真,目前各公司采取各自不同的有专利保护的方法,例如,美国Motorola公司在芯片MC33368里采用频率钳定法,在电压过零附近,采取措施使开关管的关断时间保持为常数,延长死区时间,而不论零电流检测是否已检测到电流为零。
这样开关频率不会很高。
实际上电路在输入
电压低时工作于断续导通方式,在输入电压高时才工作于临界导通方式。
美国仙童公司在芯片FAN7529、FAN7530里采取措施,使锯齿电压的上升速率发生变化,改变开通时间,在过零点附近,开通时间长,而在电压峰值附近,开通时间短一些（见图16）。
这样一来也能降低交越失真。
意法ST公司则在芯片L6562里从提高乘法器的性能上做文章,改善其传输特性,来降低交越失真。
陈传虞:
关于电子镇流器的功率因数校正问题的讨论（下）21
不下降到零,只是围绕输入电流平均分值下降到某一
最小值,然后开始上升,上升到某一最大值,又开始下降,如此周而复始。
这样电流是围绕输入电流平均值变化,如图17所示。
图17（a）是流过电感电流的瞬时变化的示意图,图17（b）是它的实际波形。
由于电流只围绕输入电流的平均值上下起伏,在小范围内变化,波动很轻,所以电磁干扰小,电流有效成分多,输
图16开通时间随输入电压VI变化
出功率大。
这种模式称为连续导通模式（ContinuousConductionModeCCM）,它适用于输出功率大、超过300W以上的场合。
工作比较复杂,其APFC控制器的方框图见图18。
5固定开关频率平均电流型APFC控制器
还有一种APFC控制器电路,流过电感的电流并
图17连续导通模式中的电感电流波形
这种固定频率、平均电流型APFC控制器与前述IC有所不同,除含有电压误差放大器、乘法器、脉宽
调制（PWM）比较器、MOS管栅极驱动器外,还含有检测电流的电流放大器和频率固定的锯齿电压振荡器。
在这里乘法器被称作增益调制器,它是APFC控制器中最为关键的核心部件,它的输出将提供确定开关管开关占空比的参考电压,它有3个输入量,分别是:
（1）代表瞬时输入电压（包括电压的大小和形状）的电流。
整流后的AC电压通过电阻R1变为电流IAC送到IC的ISENSE脚（5脚,有的资料称此脚为IAC脚）,增益调制器对此电流的响应呈线性关系,这个分量最重要,检测电感电流的信号就叠加在与它成正比的信号上面。
（2）电压误差放大器EA的输出EAOUT。
增益调制器的响应与它成线性关系。
由APFC控制器升压后的直流电压VO,用电阻R4、R5分压后加到误差放大器EA的反相输入端INV脚（7脚）,放大器输出EAOUT加到增益调制器的输入端。
其作用同临界导通（了保证输出电压的恒定。
（3）与输入AC电压有效值VRMS成正比的电
压。
AC电压在整流之后变为单向的脉动电压,经电阻R2、R3分压、C1滤波后加到IC的VRMS脚（8脚）（实际上它反映了输入电压的平均值）,增益调制器的输出与VRMS成反比（当VRMS很小时除外,以免输入电压过低时线路元件的功率损耗太大）。
增益调制器的输出除以VRMS后,使得在整流半个周期中,反映输入电流的IAC的变化幅度小一点。
增益调制器的输出为电流IGM,它与3个输入量之间的关系为:
2
IGM=kIAC#VAOUTVRMS=K#IAC#VAOUT式中,K代表增益调制器对VRMS的转移系数,或称K因子,它不是一个常数,而是随VRMS的变化而变化的。
制造厂家会给出K随输入电压有效值（或者更正确地讲,是输入到VRMS脚的电压）变化的关系曲线。
可见,在连续导通模式中,增益调制器的输出基本上是幅度较小的、反映输入电流平均值的信
2
,V22
22中国照明电器2009年第3期
图18固定频率平均电流连续导通模式的电路图
后幅度被压平了。
增益调制器的输出电流加到电流误差放大器的同相端IA+,变为电压信号,电感电流取样电阻RS上的信号则送到电流误差放大器的两个输入端IA+、IA-,两种信号相加,经电流误差放大器放大后,送到PWM比较器的反相端（或同相端,根据需要而定）,作为基准电压。
显然,这个基准电压信号是在压缩了的输入电流平均值上加上由电阻RS上送来的三角波。
考虑到APFC控制器的开关频率是固定的高频,一般为100kHz,在几个开关周期的短时间里输入电流基本上来不及变化,所以加到PWM比较器的同相端的信号在短时间内看是一条在水平线上上下起伏的三角波。
它与PWM比较器的另外一个输入,即锯齿电压振荡器输出的线性上升电压相比较,在其输出端产生占空比受到控制的脉冲开关信号,以便驱动功率开关管。
这类APFC控制器由于开关频率是固定的,只要控制了开关管的开通时间（三角波的上升时间）,那么它的关断时间（三角波的下降时间）就自然确定了,无需由电路上另加控制,实际上只要控制开关管的开关占空比就可以了。
在这里,驱动脉冲的占空比是变化
的,占空比取决于AC输入电压变化情况,理想的情况是让它按正弦脉宽调制（SPWM）变化,使输入电流按输入电压变化,得到接近于1的PF值。
对功率开关管开关脉冲的占空比的控制方法有两种,即前沿调制（LeadingEdgeModulation）和后沿调制（TrailingEdgeModulation）。
在下面的分析中,假定PWM比较器输出的脉冲高电平有效,使IC的OUT端输出高电平信号,令外接MOS管开通。
由图19可知,如果基准电压加到PWM比较器的同相端,而锯齿电压加到它的反相端,当基准电压在锯齿电压以上时,PWM比较器输出高电平,送出正脉冲信号,这时,称为后沿调制。
不难看出,基准电压越高,开通时间ton越长,外接MOS管导通时间也越长。
在图18的原理图中,基准电压加到PWM比较器的反相端,而锯齿电压加到它的同相端,与图19恰好相反,因此,它属于前沿调制。
在PWM比较器输出方波控制下,RS触发器翻转,Q=0,IC的14脚OUT将输出高电平,使外接的MOS管导通。
为了便于说明问题,没有画出基准电压中的三角
陈传虞:
关于电子镇流器的功率因数校正问题的讨论（下）23
图19后沿脉宽调制示意图及电感电流波形
波,而只用电压缓慢变化来反映基准电压的变化,以说明开通时间的变化。
实际的基准信号应该如图20
所示。
流器中,缺点是线路复杂,外围元器件多,价格也较贵。
下面介绍仙童公司的平均电流、连续导通模式的
PFC控制器FAN4810,它的特点是:
（1）采用平均电流、前沿调制、连续导通模式的PFC控制方式,PF值接近1,谐波失真很小;
（2）通过输出电压的反馈电压VFB对输出直流电压过高、过低和开路3种故障（Trifault）进行检测并提供保护,提高了PFC电路的可靠性,使它符合UL1950的安全标准。
当VFB超过275V时,PFC输出驱动器关闭,如果VFB没有降低到25V以下,PFC是不会重新启动的。
OVP比较器有250mV的回差电压,以提高其抗干扰能力;
（3）有过电压保护、输入线路电压过低（Brownoutcondition）保护（或直译作节电保护）和VCC欠电压封锁和软启动功能,可以防止没有负载时输出电压失控;（4）低功耗,启动电流为200A,工作电流为55mA;
（5）改进了电流输入的增益调制器的性能,使之有很宽的共模范围,其抗噪声能力强;
（6）电流误差放大器的跨导随输入电压的增加而加大,以适应PFC快速响应的要求;
（7）输出为推拉结构,输出电流为1A,输出电压的幅度在IC内部被限幅在17V以内;
（8）内部基准电压为75V。
图21是用FAN4810组装的125W、385V的APFC电路,其元件参数均示于图中。
图20平均电流连续导通模式中基准信号示意图
通过观察图20,不难理解基准电压不能在输入电流大范围波动的基础上再加上三角波,那样很难同幅度有限的锯齿波作比较,所以增益调制器的输出必须除以VRMS,以压缩反映输入电流的IAC的幅度。
国外有的文献认为除以VRMS是为了使IC能在输入线电压较宽的范围内使用,我认为该解释是不足信的。
在开关管导通时,电感电流跟踪输入交流电压的变化,此时升压二极管截止,由输出电容为负载供电。
当开通脉冲结束后,开关管关断,电感电流线性减少,但不会下降到零,因为开关的周期是固定的,经过一段时间后,脉宽调制器必然又会输出正脉冲,使开关管再次导通。
在交流电压的半周内,在输入电流小时,开通时间短一些,三角波上升小一些,下降也小一些;在输入电流峰值附近,开通时间长一些,三角波的上升幅度大一些,下降幅度也稍大一些,开关脉冲的宽度是按正弦调制的,可称为正弦脉宽调制,得到如图19（b）所示的电感电流包络变化的波形。
电感电流的平均值跟踪输入电压的变化,按正弦波规律变化,使功率因数接近于1。
这种固定频率、平均电流连续导通模式的APFC工作的优点是:
电感电流起伏小,2
2
24中国照明电器2009年第3期
图21用FAN4810组装的125WAPFC电路
表2给出若干公司生产的固定频率、平均电流、
连续导通模式的APFC芯片,供设计、生产大功率镇
产品型号
UC185428543854
UC2853A
UCC281718、381718
FAN4810
FAN4821
FAN4822
NCP1650
NCP1653
IR1150
L4981
ML4821封装形式DIL16,SO16DIP8D、DW、N封装16脚DIP16、SO16DIP16、SO16DIP14、SO16SO16DIP8、SO8SO8DIP20、SO20DIP18、SO20流器时参考,如需更多资料,可从各个公司的网站上查阅。
说明生产厂家表2固定频率、平均电流、连续导通模式的APFC芯片美国德州仪器Untrode三故障检测仙童公司采用零电压开关技术美国Onsemi公司IR公司意法ST公司同FAN4821MicroLinear公司（下转第页）
40中国照明电器2009年第3期
比较见表4。
（6）新标准增加了噪声试验的测试环境条件,分别对环境温度、电源和仪表提出了要求（见本标准69）。
表4新、老标准中关于布点方式的主要差异
GBT9473-200X
章条序号
布点方式
以灯具出光口的几何中心
的垂直投影点为圆心,位于眼睛的正前方,在灯具的投射范围内,离圆心的半径距离为500mm的三分之一扇形内,以30∃为间隔,在半径线上进行照度测量,测试间隔为100mm,包括圆心。
GBT9473-1988章条序号
布点方式以光源光中心的
垂直投影点为中心,测量在中心前方三分之一圆周上（R=300mm和R=500mm）的照度。
及其光学部件的信息如下:
（1）灯具及其部件的描述
%%%生产厂的名称、产品型号;
%%%用于识别或者具体描述灯具的照片和文字,包括对光学部件的描述,比如:
折射器、反射器等;%%%其他重要信息,包括样本选择的方式。
（2）辅助设备的描述（镇流器、电容器、启动器）%%%生产厂的名称、产品型号;%%%电路类型;
%%%额定电压、功率和频率。
（3）测试光源的描述
%%%生产厂的名称、产品型号;%%%额定功率、光源形状和灯头类型;%%%光源数量和选择方式。
（4）测试条件的描述
%%%测试电压和频率;
%%%灯具出光口的高度（灯具出光口的最低点相对于桌面的高度）。
这一章是新标准增加的内容,要求测试报告应对样品中的光源和辅助设备、灯具的控光部件、测试状态进行必要的描述。
比、相互印证、仔细解读,对过去一直感到困惑的一些问题,作了一些探讨,经过分析、筛选、归纳、整理写成本文。
由于其中不少内容是自己的一些理解,未必正确,写出来,抛砖引玉,敬请方家予以批评指正,这里,先向大家表示感谢。
我想通过讨论,一定会对一些感到困惑不解的问题取得一个正确的理解,帮助从业者正确地熟悉和使用这类芯片,这也是撰写本文所希望达到的目的。
参考文献
[1]陈传虞.有源功率因数校正电路的工作原理.电气照明,2006
（4）.
[2]陈传虞.再论电子镇流器的电磁兼容问题.中国照明电器,2007
（3）.
[3]陈传虞.电子节能灯与电子镇流器的原理和制造.人民邮电出版
社,2004.
682432
7测试报告
测试报告应如实地描述被测样品的信息和测试状态,尽可能清楚地反映被测样品与具备的标准要求
的质量水平和符合标准要求的程度。
标准列出的内容是出具本标准测试报告的基本信息。
含有光度学测试内容的试验报告应含有的灯具（上接第24页）6结束语
以上是我近来学习有源功率因数校正控制器的一点体会。
长期以来,由于技术资料的匮乏,现有的由各个公司提供的技术资料,往往采用了不一致、不规范的专业词汇,由于提法不一致,同一个问题,可能有不同的表叙,有的表述又不严格（如引脚用VRMS,与输入电压有效值VRMS在文章中不加区别）使人很容易对问题产生歧义和误解。
至于一些比较深入的问题,要找到一针见血、捉住要害的文章来参考可以说是难乎其难。
往往越弄不懂的东西,越找不到有用的资料来解读。
再加上有的文章对有些问题的分析和阐述未必正确,更增加了深入了解问题的难度。
近来,通过上网查阅资料、反复对若干文章进行分析对
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