第四章 电流型自换流变换器1.docx

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第四章电流型自换流变换器1

第4章电流型自换相与线性换相变流器

4.1电流型变流器的基本概念

电流型变流器的特点在于它的直流侧电流的方向保持在一个方向，若要改变功率输送的方向，只能通过改变直流电压的极性来实现，这与电压型变流器改变功率传输方向的调整方式是不同的。

在电压型变流器中，直流电压的极性始终保持不变，只有通过直流电流的反向才能改变输送功率的方向。

图4-1的电路结构表明了电流型变流器和电压型变流器之间的区别。

图4-1电压型和电流型变流器的概念a）电压型变流器b）电流型变流器

图4-1a所示为电压型变流器，图中的变流器部分用一个方框表示，方框内部的开关阀是可关断器件与反并联二极管结构；但在图4-1b中，电流型变流器的开关阀方框中只有一个简单符号，它并不表明任何特别的器件。

这是因为在电流型变流器中只要用二极管、普通晶闸管或其它可关断器件就可完成相应的功能，而在电压型变流器中就必须用具有反向关断能力的器件才能完成相应的任务。

原则上讲，电流型变流器主要有以下3种类型（图4-2）：

1．二极管变流器如图4-2a所示，它可以很方便地将交流电压转换为直流电压，通过交流系统的电网电压实现从一个开关阀到另一个开关阀的直流换相。

显然，二极管线性换相变流器由于不能进行任何控制，所以只能将交流侧有功功率传送到直流侧，还会消耗交流侧的部分无功功率。

图4.2电流型变流器的类型a）二极管变流器b）晶闸管线性换相变流器c）自换相变流器

2．晶闸管线性换相变流器如图4-2b所示，由于普通晶闸管只能控制它的导通，而不能控制它的关断，所以它也只能利用交流系统的电网电压来实现从一个开关阀到另一个开关阀的换相；还能够传送和控制任一方向的有功功率，但在此过程中仍需消耗交流侧的无功功率，也不能向交流系统提供无功功率。

3．自换相变流器图4-2c为电流型自换相变流器的结构图，它的开关阀由自关断器件构成，如GTO、MCT、IGCT、IGBT等。

在自换相变流器中，器件的换相是根据器件的自关断控制和交流侧电容器来实现开关阀的转换，从而达到换相的目的。

在电压型变流器中，器件的换相是由直流电容器两端所具有的刚性直流电压来支撑的；而在电流型自换相变流器中，可认为直流侧能提供刚性的直流电流，且交流侧电容也能提供很硬的交流电压特性，因而能够提供换相所需的快速冲击电流。

与电压型变流器一样，这种变流器能够控制两个方向上的功率，还可以提供或吸收可控的无功功率。

尽管这种变流器可以提供无功功率，即能够起到无功电源的作用，但在任何情况下仍需要交流侧的电容器和滤波器。

具有自关断器件的变流器（自换相变流器）的优点在于它们能提供较大的灵活性，其中包括PWM运行模式所能提供的优越性。

值得一提的是，对于具有自关断器件的自换相变流器而言，一般都采用电压型变流器。

事实上，本书中所阐述的所有基于换相的控制器都指的是电压型变流器。

当然，随着器件特性的改进，以及功能的进一步完善，这种情况或许在将来会发生变化，但在本书对由自关断器件构成的电流型变流器将不进行很详细的阐述。

当系统不存在无功功率的控制问题，或系统不需要提供可控无功功率时（此时变流器消耗的无功功率可以从系统中的电容器或滤波器得到），线性换相变流器比自换相变流器有明显的经济优势。

在HVDC中，无论是从交流到直流还是从直流到交流的变换几乎都是采用线性换相技术，此时所需的无功功率可通过投切电容和滤波器得到，或直接从系统获取。

由于超导电抗器本身就是一个电流源，所以超导储能变流器可能会是一个非常好的电流型变流器。

此外，采用电压型变流器构成的相角调节器，如果它的直流功率是通过储能方式得到的，则这种相角调节器也能够成为电流型变流器，第7章将对这种调节器进行专门讨论。

由于晶闸管比GTO、IGCT、MTO等自关断器件具有高得多的经济优势，且晶闸管的输送功率是它们的2~3倍。

因此，工程设计人员在进行变流器设计时，除了应了解各种变流器的特性外，还应本着平和的心态，不断地反复评估变流器的拓扑结构，并考虑功率器件和其它系统结构的发展现状及趋势。

还有一些电流型变流器，包括晶闸管强迫换相变流器，谐振变流器和混合型变流器，限于篇幅，本书将不对它们进行阐述。

因为电流型变流器中的直流电压可以为任一极性，所以变流器开关阀必须具有正向和反向阻断能力。

普通晶闸管的正反向阻断能力一般都是对称的，而且它易于生产，造价也很低廉，在大电流工作状态下，它还能阻断高达12kV的峰值电压。

而自关断器件做成对称器件时，它的正向导通压降会很高。

由于市场导向的作用，生产厂家已向市场提供了大量不对称的可关断器件，如将这种不对称的自关断器件与二极管串联起来使用，则可得到一个对称特性，因而也具有一定的经济优势。

当然，它同样会产生较高的正向压降和由此带来的损耗。

正是由于这种原因和其它一些可能的原因，由IGBT等一些具有快速开关性能的器件形成的变流器的工业化市场，已快速转向电压型的PWM变流器结构，第3章已对该问题进行了说明，此处不再赘述。

4.2三相全波二极管整流器

为了解释全控型变流器的原理，有必要先对三相全波二极管整流器作进一步的详细分析。

可以说在任何情况下，二极管整流器通过可利用的交流电源来获得廉价的直流电源是非常可取的，而且容量大于几十千瓦的整流器几乎都是采用图4-3a所示的三相全波电路，或几个同样电路的组合。

图4-3忽略换相重叠角的三相全波二极管整流器a）三相全波六脉波二极管整流器b）三相全波二极管整流器的电流波形和电压波形。

为了解释问题方便起见，并使解释具有实际指导意义，在图4-3a中，首先假设直流侧的电感非常大，因而可以认为直流电流为恒定值。

该整流器由6个二极管组成，编号分别为1~6，该编号顺序表示二极管的导通顺序和直流输出电压的顺序。

通过二极管的电流换相作用，使直流电流转变为交流电流。

图4-3b表示以变压器中性点n为参考点的三相交流电压波形ua、ub和uc。

假设交流系统的阻抗为零，且变压器为理想变压器，则图4-3b最上面的波形也表示了以变压器中性点n为参考点的直流母线的电压波形。

接下来的波形分别为恒定直流电流波形、与恒定直流电流相关的交流电流波形，最后是直流母线间的直流输出电压波形。

为了叙述的统一性，在以下陈述中仍将用开关阀一词来代替二极管。

如图4-3b所示，从tl到t2，开关阀1和开关阀2导通，直流电流从a相流出，经过开关阀1和开关阀2，最后流入c相。

在此期间，直流侧两条母线分别与a、c两相相连，所以直流输出电压即为a、c两相的电压差，如图中的粗实线所示。

在t3时刻，b相的电压高于a相电压，开关阀3变为正偏，二极管在正向电压下便开始导通，开关阀1中的电流则转移到开关阀3，此时的直流输出电压如图中b、c两相电压之差的粗实线表示。

与此同时，电流流经开关阀2、c相、b相和开关阀3的路径。

在t4瞬间，a相电位低于c相电位，开关阀4变成正向偏压，因此对应的二极管开始导通，开关阀2中的电流转移到了开关阀4中。

然后在t5瞬间，开关阀3中的电流被开关阀5中的电流取代。

在t6瞬间，开关阀6又取代开关阀4。

最后在t1瞬间，电流又从开关阀5回到开关阀1，从而完成了一个电流周期。

如图4-3所示，三相电流均为1200的直流方波电流，每相桥臂的上下两个开关阀各导通一个方波。

应该注意，在电流型变流器中，换相只会在与同一直流母线相连的有关开关阀之间进行，即从开关阀1到开关阀3，再从开关阀3到开关阀5，最后回到开关阀1，依此类推。

它不同于电压型变流器的换相，这种变流器的换相发生在与同一桥臂相连接的开关阀之间，即从开关阀1到开关阀4，再回到开关阀1，依此类推。

因此，电压型变流器的交流电压波形是由1800的方波组成的，所以存在3次谐波；而三相电流型变流器的交流电流波形是由1200矩形波组成的，因而没有3次谐波。

图4-3b上面的波形为两直流母线以变压器中性点为参考点的电压波形，而直流输出电压实际上就是这两条直流母线电压的幅值之差。

图4-3b最下面的波形为直流输出电压的6脉波形，它可以看成是两个三相半波整流器输出电压的合成波形。

直流输出电压波形可在一个周期内等分为6段，每段为600，它的最大值就是交流电压的峰值。

若以该峰值对应的点为参考点，则线电压的表达式可定义为

式中U为线电压有效值。

因此，理想的直流输出电压的平均值为

（4-1）

当输出电压为正，且直流电流由变流器的正极性直流母线流出时，功率则由交流侧向直流侧流动（整流器）。

直流输出电压中含有一些谐波，该谐波的有关分析将在本章4.3节的最后给予说明。

图4-3b中的交流电流由正负半周各为1200的方波组成，这个相电流的有效值为

（4-2）

显然，这个交流电流波形中也含有大量的谐波。

如果忽略功率器件和线路损耗，则基波交流功率与直流侧功率应相等，即

将式（4-1）中的Ud代入上式后，则可求得基波交流电流的有效值为

（4-3）

式（4.2）表示的总电流有效值I和基波电流有效值I1的差即为总谐波电流有效值，即

（4-4）

上面只是在简单假设的基础上对有关波形进行了说明，即假设开关阀的换相都是在瞬间完成的，如从开关阀1到开关阀3、开关阀2到开关阀4等。

而在实际上，换相过程会相对占用一部分时间，对应的换相角度甚至可以达到200~300，或者更高。

当交流输电线上的阻抗呈感性（包括变压器漏抗）特性时，电流就会从变流器的一相转移到另一相，即出现对应两个桥臂的换相。

图4-4含有换相重叠角的三相全波二极管变流器的运行a）六脉冲二极管变流器b）电压与电流波形

当考虑换相重叠角时，可根据图4-4进行说明。

t3瞬间，当开关阀3变为正偏，并准备开始导通，而此时全部的直流电流正在从开关阀1流过。

t3时刻之后，由于开关阀3的导通，而开关阀1由于线路电感的作用不会很快降为零，开关阀3同样也因为线路电感的作用不会很快上升到最大的直流电流值，因此在这个区间，开关阀1和3同时处于导通状态。

显然，此时的a相和b相处于短路状态，短路电流从b相出发，通过开关阀3和1后，最终流入a相。

当短路电流与通过开关阀1的直流电流相等时，流过它的净电流将为零，开关阀1就会关断，这样就完成了一个换相。

在这段换相期间若忽略线路电阻，则两相短路电流对应的换相重叠角γ可用下式进行计算：

式中，Lσ是各相的线路电感。

对上式进行积分后可得

由于ωt=γ时，换相已经结束，即is（t）=Id，所以有：

（4-5）

根据式（4.5）就可计算换相重叠角γ。

从图4-4中可以看出，输出电压与图4-3中γ=0时的输出电压有所降低。

这是由于在换相期间，a相和b相的短路电压为这两个相电压的平均值。

损失的电压在图中用每隔600的阴影部分的面积∆A来计算，这个减少的电压部分可表示为

（4-6）

将式（4-6）与式（4-5）进行比较后可得

（4-7）

因此，由于直流电流Id的换相而产生的直流电压降与Id成比例。

从直流侧来看，可以将这个电压降看成是电阻的作用，该电阻值等于3ωL／Id。

但这并不真的意味有功率的损失，因这个电阻并不是实际存在的。

从图4-4中的电流波形可以看出，在换相过程中，电流稍微向右移动了一点。

它表明，交流侧功率因数从1减少到一个滞后的较低值，同时也表明会消耗一些无功功率。

功率因数降低与直流电压的降低是对应的关系。

因为直流功率与交流功率相等，所以有

（4-8）

将式（4-1）和式（4-3）与上式合并后可得

（4-8）

在实际估算中，若用α表示触发延迟角，则功率因数角φ可由下式代替：

（0<

<300）

（300<

<900）（4-9）

4.3晶闸管变流器

4.3.1晶闸管整流器的运行

从二极管整流器的讨论中可以很容易地了解到，如果器件具有导通控制功能，那么在每次换相的起始点都可以得到延时控制，因此输出电压就会减少，甚至随意反向。

图4-5电流型三相全波晶闸管变流器的整流运行a）6脉波晶闸管变流器b）电压和电流波形

为了说明问题的方便起见，仍以图4-4中二极管整流器的电压波形进行说明。

在t3瞬间，开关阀3变为正偏，接着就开始了与开关阀1的电流交换。

如果开关阀为晶闸管，换相起始点可能会被延时。

图4-5为触发延迟角为α时直流输出电压和相电流波形。

换相过程的短路电流和前面所定义的一样可表示为

假设在ωt=α时开始换相，则在ωt=α时is（t）=0，将此条件代入上式的积分表达式后可得

同样，当ωt=α+γ时，is（t）=Id，因此有

（4-10）

对于给定的α角，可由式（4-10）计算出角γ的值。

从该表达式中看到，随着α的增加，γ角将会减少。

显然，短路电压的增加也会增大短路电流的上升速率。

当有触发延迟角存在时，要得到直流输出电压的方程，可先计算换相重叠角γ=0时的输出电压表达式，然后再减去由于换相引起的电压损失，就得到晶闸管整流器的直流输出电压。

因此，当γ=0时，则以600为计算区域的直流输出电压为

（4-11）

式中，U0为α=0和γ=0时的输出电压。

因此，γ=0的输出电压波形与触发延迟角α的余弦函数波形相同。

该表达式表明，当α增加时，输出电压会缓慢减少。

如当α=300时，输出电压下降到86.6%，α=600时下降为50%，α=900时下降为0，α>900时为负值。

接下来再考虑有换相重叠角时的输出电压表达式。

由前面分析可知，每个换相面积可由下式给出：

这个面积对应600区间的直流电压降，所以

（4-12）

（4-13）

用电压标幺值

的形式可写为

（4-14）

根据式（4-11）和式（4-12）可得

（4-15）

图4-6电流型变流器的等效电路

与前面的情况相同，在任何触发延迟角下，换相所产生的电压降仍为（3ωLσ/π）Id，即当直流电流相同时，交流侧的换相电压积分总是一样的。

因此，对于任何何触发延迟角α，当直流电流为Id、交流电压为E时的变流器直流输出电压都可由式（4-5）得到，并可用如图4-6所示的等效电阻串联一个可变的直流源的简化等效电路来表示。

这个电阻也可以反映在交流侧减少的滞后无功功率的大小。

假设Uon为电压标幺值的基数，则Ud和感抗

的标幺值为

将式（4-3）和式（4-15）合并后即可得直流输出电压的标幺值

（4-16）

如果变流变压器与系统阻抗之和为感性0.2，则直流电压将从空载到满负荷约下降10%，交流侧功率因数也将相应下降。

如假设

，那么功率因数近似为

（4-17）

4.3.2逆变运行

假设变流器换相重叠角为零，则在几个触发延迟角下的电压输出波形如图4-7所示。

图4-7无换相重叠角时变流器在不同触发延迟下的电压波形

图4-7a为触发延迟角α较小时的普通整流运行波形，斜线阴影部分为正向输出电压；图4-7b为触发延迟角α增加到大于600时的情况。

可以看出，当触发延迟角超过600时，相应输出电压的某些区域为负，如水平阴影线所示。

如果整流器的直流负荷为纯电阻，则输出电流将出现断续，因为当电压反向时电路将不可能导通。

但直流侧负荷为感性负荷时，直流侧输出电压显然是由正电压和负电压区域合成的。

当触发延迟角为90时，正电压和负电压所包围的面积相等，根据式（4-11）可知，此时平均输出电压为零，即

进一步加大触发延迟角，平均电压就变为负电压。

而当触发延迟角为180时，这个负电压值与整流器触发延迟角为零时的平均输出电压值一样。

如果变流器运行在逆变状态，并已将直流侧的有功功率传送到交流系统，那么，此时一定存在一个直流电源，它能使直流电流与功率传送的方向相同，在直流电压的极性不变的条件下，能够将直流功率输送到交流侧。

实际上，变流器的触发延迟角α不可能运行在180，因为桥臂的换相需要一些时间（对应换相重叠角γ），而且还需要一段时间（对应角度δ0）来封锁桥臂，使开关阀在关断后有足够的恢复时间，这样才能在电压反向后不至于损坏开关器件；否则开关阀将重新回到换相状态，从而导致换相失败，后面将详细讨论这种情况。

图4-8基于晶闸管的电流型变流器的三相全波逆变运行a）6脉波晶闸管变流器b）电压和电流波形

图4-8所示为变流器的触发延迟角α小于180下的运行波形。

图中也给出了各开关阀电流和相关的一些角度。

由图可见，180角是由触发延迟角α、换相重叠角γ、安全裕量角δ，和触发超前角β=γ+δ等区间的合成。

为运行安全，δ角不能小于δ0。

一般地，在逆变运行时的所有方程通常用触发超前角β、换相重叠角γ和安全裕量角δ表示。

当然，前面用α和γ导出的所有计算公式在此处仍然适用，如有必要，也可以用π-β和π-（γ+δ）来代替α，此处就不罗列这些公式了。

图4-9晶闸管变流器的运行区域

图4-9为交流电压和电流的相位图，阴影部分表示变流器的线性换相运行范围。

由图可见，变流器运行范围被限制在两个象限：

一个是在整流运行时的α=00处有一个换相限制；而在运行区域另一端的逆变运行状态下，由于开关器件的换相和开关阀恢复时间的需要，整流器的运行也有一个限制区域。

在整个可运行区间，整流器都会消耗无功功率，由式（4-9）和式（4-17）可以计算出对应的功率因数。

当电压和电流为某一给定值时，触发延迟角α从零逐渐增加到900时，直流输出电压便降为零。

此时，变流器传输的有功功率会逐渐减少，而无功功率则不断增加。

当有功功率为零时，无功功率则达到最大值。

实际上，线性换相变流器也被用作静止无功补偿器，以提供可控的无功功率。

要做到这一点，只要将整流器的直流侧用一个电感短接起来，改变触发延迟角α就可改变直流电流的大小，从而达到控制无功功率的目的。

应该注意，上面给出的计算公式只能适用于变流器在整流和逆变条件下，换相重叠角γ小于60的情况。

如果换相重叠角大于这个角度，则变流器运行时会同时出现两个换相，因此，上面的计算公式就不能再适用了。

这种状况一般在稳态条件下是不大可能出现的，但在大的直流故障电流时有可能发生。

还应注意，触发延迟角α小于30、换相重叠角γ大于60的运行状况是不可能同时出现的。

譬如，若在α=00时，由于电流的增加而导致相应的换相重叠角γ大于60，因此，另一桥臂的开关阀在经过600后，即在对应于它的α=00时不可能触发导通，只能自动延时。

这种情况一直持续到α=30º时，相关的开关阀才能导通。

因此，γ的最大值只能为60。

只有在这种条件下，γ才有可能进一步增加。

此时，式（4-15）和图4-6中的等效换相阻抗变为9ωLσ/π，它是正常值3ωLσ/π的3倍。

4.3.3开关阀电压

以变流器在逆变运行状态为例，图4-10给出了开关阀5的电压波形。

图4-10a所示波形为交流电压、开关阀序号、以及换相电压。

前面已提到，通过相间短路可实现换相。

此时两个短路交流相的电压为这两个相电压的平均值。

图中开关阀5的波形即表示在120º+γ换相区间的波形，在此区间，开关阀5的电压为零。

换相结束时，开关阀5的电流转移到开关阀1，电压跳变为Uca的一个负值。

如前所述，在该电压重新变为正电压之前，这个负电压应持续足够的时间，以保证开关阀能恢复到自然状态。

由于开关阀此时承受的电压为Uca，它又会由于开关阀6与开关阀2的换相所形成的b、c两相短路而发生畸变。

接着，又由于开关阀1到开关阀3的换相使Uca再次发生畸变。

当然，在完成换相时，开关阀的电压变为Ucb，这个电压在随后的开关阀2到开关阀4的换相又会产生畸变。

当开关阀5再次触发导通时，就完成了这个周期。

因此，由于开关阀5与c相连接，它两端的电压波形为Uca和Ucb电压波形。

同样，开关阀2两端的电压波形也为Uca和Ubc的电压波形。

如此类推，可得到其它开关阀的电压波形。

显然，当变流器运行在逆变状态时，开关阀承受的电压大多数时间为正；而在整流运行时，所承受的电压大多数时间为负值。

如果电路中的电感和电容为一给定值时，则在每次电压跳变时将会发生电压过冲，当过冲出现在开关阀电压峰值时，将会使开关阀承受更高的电压。

因此，有必要采用RC阻尼电路来保护开关阀。

图4-10晶闸管变流器开关阀两端的电压a）逆变运行b）开关阀5两端的电压

4.3.4换相失败

前面提到，为了成功完成换相过程，触发超前角β应该有一个最小的安全角度，这样才能保证开关阀在电压由负变为正之前有充分的恢复时间（角δ>δ0），否则就会因为欲关断的开关器件没有真正关断而重新导通，从而导致所谓的换相失败。

为了提高逆变器的输出电压，应尽可能减小β角，但在换相前和换相期间，由于电流的上升和交流电压的下降，β角又必须保留一定的裕量。

从概率学角度上来讲，尽管保留了一定的安全裕量，但仍然存在换相失败的可能。

从图4-11看到，t1时的开关阀1和开关阀2正处于导通状态，此时触发开关阀3，电流就应该从开关阀1换相到开关阀3。

假如在电压相交点t2时刻未能实现换相，如图4-11所示，开关阀1和开关阀2仍将继续通过相应的直流电流，但此时的直流电压会随着电压Uca的下降而不断降低。

然后在t3点开关阀4导通代替开关阀2续流，此时Uca被短路，直流电压降为零。

若此时从开关阀2到开关阀4的换相能顺利完成，则直流电流就只能通过开关阀1和开关阀4形成桥臂直通，从而造成短路，即出现换相失败，而此时开关阀5由于电压反偏也不可能导通。

若在t4时能够成功实现换相，开关阀6就会取代开关阀4导通，则直流短路过程就会到此结束，而换相刚开始时的直流电压会略低于零。

在这种情况下，变流器仍能继续正常工作，这种换相失败常称为一次换相失败。

图4-11晶闸管线性变流器的换相失败a）6脉冲晶闸管变流器b）、c）一次换相失败时的逆变电压d）二次换相失败时的逆变电压

当出现这种换相失败时，一般都会随着一次换相失败的结束使变流器恢复到正常工作状态。

但前提是，直流电感要足够大，使之能限制电流的上升率，这样才能保证在一次换相失败后结束故障状态。

一般而言，变流器要能够在开通下一个开关阀之前能检测到换相失败，并能执行相应的保护动作，但这并不能保证在出现一次换相失败后的后续开关阀换相都能够顺利进行。

如在上面的例子中，若从开关阀2到开关阀4的换相又发生失败，则称出现了二次换相失败，此时的直流输出电压将变为交流电压Uca的一个完整周波。

尽管如此，如果在其后的其它换相中不再出现问题，变流器仍然能够继续正常工作。

总的来说，电力系统中的这一问题并不是很难解决，大量高压直流输电工程能可靠运行的事实就能说明这一点。

4.3.5交流电流谐波

若忽略换相重叠角，则电流是由宽度为120o方波所组成的，对应的波形如图4-12a所示。

对交流侧电流进行傅里叶分析可得

（4-18）

图4-126脉波和12脉波电流形a）6脉波星形/星形电路和电流波形b）6脉波星形/三角形电路和电流波形c）12脉波电路和电流波形

从式4-18中可以看出电流中主要含有h=6k±1次谐波，其中k为整数。

可推得式4-18中任一项电流的效值为

（4-19）

当h=1时，即为基波有效值：

（4-20）

如果变压器采用Yy联结，则一次、二次绕组的匝数比应为1:

1；若采用Dy联结，则变压器一次、二次绕组的匝数比应为

:

1，此时变压器二次电压波形与Yy联结的二次电压波形一样，只是相位偏移了30o，对应的线电流波形如图4-12b所示。

傅里叶分析表明，谐波电流与式（4-18）一样，只是5次、7次、17次、19次、29次等谐波，与式（4-18）符号相反。

若容量相同的两个6脉波变流器用串联或并联方式连接在一起，其中一个采用Yy联结，其变压器一次、二次绕组匝数比为2:

1；而另一个采用Dy联结，变压器一次、二次绕组匝数比为2

:

1，则它们的合成电流表达式可写为

（4-21）

式4-21即为12脉波变流器交流侧电流表达式，其波形如图4-12c所示。

由于5