加速电容.docx

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加速电容

Technic（a）l

Note

1.概述

为了加快负载端电压变化率，通常会在驱动电路中的电阻两端并联一个电容，这个电容被称为加速电容。

根据负载的不同，加速电容主要应用于阻容负载驱动电路和晶体管驱动电路两类场合。

如图1.1为阻容负载驱动电路的加速应用，R2和C2分别是负载端的等效电阻和等效电容，驱动电路中串入的电阻R1一般起到限制电流或稳定电路等作用，并联在R1电阻两端的C1是加速电容。

图1.1阻容负载驱动电路加速电容应用示意图

如图1.2所示为晶体管驱动电路的加速应用，这里以三极管为例，其中R1为基极限流作用，R2为三极管集电极的上拉电阻，R3将输入端口下拉到地保证在没有输入的情况下能够稳定输出高电平，同时在三极管截止时给基区过量的电荷提供泄放回路缩短三极管的退饱和时间，C1为加速电容。

图1.2晶体管驱动电路加速电容应用示意图

下文将主要从原理、选型和应用等三个方面详细的介绍加速电容。

2.加速电容原理

不论是阻容负载还是晶体管驱动电路，加速电容根本的加速原因都是利用了电容两端电压不能突变的原理，下面将具体分析这两类驱动电路的加速原理。

2.1阻容负载驱动电路

如图2.1（a）所示为不使用加速电容的驱动电路示意图，在输入端加入一个阶跃，Vin会通过电阻R1和电阻R2对负载等效电容C2充电，因此Vout电压不会立刻变化，电压变化的快慢取决于电容C2的充电时间。

图2.1不使用加速电容的驱动电路及其阶跃波形（50ns/div，2V/div）

根据上图电路，可以列出Vout的输出表达式如下：

（1）

通过表达式1可以计算出Vout输出电压的上升时间[1]tr=110ns。

在上述电路的输入端加入一个5V的阶跃，使用Multisim仿真输出波形如图2.1（b）所示，输出电压没有紧跟输入电压变化而是按指数规律上升，上升所用时间为110ns。

如图2.2（a）所示为使用加速电容的驱动电路示意图，电阻R1两端并联了一个加速电容C1，当阶跃开始时由于C1电容两端的电压不能突变将电阻R1短路，所以不存在电阻对电容充电的过程，Vout电压可以迅速变化。

图2.2使用加速电容驱动电路及其阶跃波形（50ns/div，2V/div）

根据上图电路，可以列出Vout的输出表达式如下：

（2）

当t=0时，代入表达式2得到阶跃开始时的输出电压为：

（3）

将C1和C2的值代入表达式3中计算得Vout=0.995Vin，当t=0时Vout已经超过了90%幅度，所以使用加速电容后上升时间tr=0ns。

在图2.2（a）所示电路的输入端加入一个5V阶跃，使用Multisim仿真输出波形如图2.2（b）所示，上升时间为0ns。

从上述分析可得，在阻容负载驱动电路的应用中，加速电容利用了电容两端电压不能突变的原理，消除了驱动电路中阻容充放电过程，加快了负载端的电压变化率。

2.2晶体管驱动电路

下面以三极管驱动电路为例来分析晶体管驱动电路中的加速电容工作原理。

如图2.3（a）所示为不使用加速电容的三极管驱动电路。

其中三极管工作在截止和饱和区，当输入从高电平变为低电平时，三极管从饱和状态进入截止状态，但是由于三极管饱和时会在基区存入过量的电荷，这些电荷只能通过电阻R1和R3缓慢的泄放。

基极过量电荷完全泄放所需的时间被称为三极管的存储时间ts，在存储时间阶段集电极电压是不会变化的，所以输出电压会延迟ts时间才开始变化。

图2.3不使用加速电容的三极管驱动电路及其输入输出波形（200ns/div，2V/div）

使用Multisim仿真上述电路，输入频率为500KHz的3.3V方波，方波边沿变化速率设置为10ns，仿真结果如图2.3（b）所示，输出波形滞后了输入波形114ns才开始变化。

如图2.4（a）所示为采用加速电容的三极管驱动电路。

限流电阻R1两端并联了一个1nF的加速电容C1，输入高电平电容C1充电存储电荷，当输入从高电平变为低电平时，由于电容两端电压不能突变，电容C1将电阻R1短路，基区过量的电荷和电容C1的存储电荷迅速中和减少了存储时间，缩短了输入输出的时间延迟。

图2.4使用加速电容的三极管驱动电路及其输入输出波形（200ns/div，2V/div）

使用Multisim仿真图2.4（a）电路，输入频率为500KHz的3.3V方波，方波边沿变化速率设置为10ns，结果如图2.4（b）所示，输出电压紧跟输入电压变化几乎没有延迟。

从上述的分析可得，三极管驱动电路在饱和时给加速电容充电，当三极管截止时利用电容两端电压不能突变将限流电阻短路，基区过量的电荷迅速释放，减少了存储时间，实现了加速的作用。

注：

[1]本文所有的上升时间默认为10%~90%上升时间。

10%~90%上升时间：

阶跃响应波形从10%幅度上升到90%幅度所用的时间。

3.加速电容选型

加速电容一般应用于高速场合，在相同容值的情况下优先使用高频特性好的瓷片电容，如果驱动电路中要求加速电容承受负压则必须选择无极性电容如瓷片电容。

下文主要从电容的大小来分析阻容负载驱动电路和晶体管驱动电路中加速电容的选型。

3.1阻容负载驱动电路加速电容大小选择

根据表达式2，当阶跃开始瞬间t=0时输出电压为：

当负载电容充电完成，阶跃稳定t=

时输出电压为：

从上面的分析可以看出在整个阶跃响应过程中输出电压分为两个阶段，电压突变开始时输出电压值由电容分压决定，当负载电容完成充电后输出电压值由电阻分压决定。

所以如果

，输出电压会有拐点。

当

时，如图3.1所示C1=50pF，C2=50pF，R1=1K，R2=10M，输入5V阶跃的输出波形。

图3.1当

时阶跃输出波形（50ns/div，2V/div）

上图中，Vout1=2.50V，Vout2=4.99V，输出电压首先迅速上升到Vout1再缓慢上升到Vou2，出现了明显的上升拐点。

当

时，如图3.2所示C1=10nF，C2=50pF，R1=1K，R2=5K。

输入5V阶跃的输出波形。

图3.2当

时阶跃输出波形（50ns/div，2V/div）

上图中，Vout1=4.97V，Vout2=4.17V，输出波形电压首先迅速上升到Vout1再缓慢下降到Vou2出现明显的过冲现象。

为了取得理想的输出波形，加速电容C1应该满足

比例关系，但是电容取值有限很难做到

，实际应用中只要使得

和

取值接近就可以了。

以图3.2中的驱动电路为例，负载电阻R2=5K，负载电容C2=50pF，驱动电阻R1=1K，根据

可以求得理想的加速电容值为250pF，但是250pF不是通用的电容取值，可以使用通用的270pF来代替，虽然

，但是

和

取值非常接近可以满足一般的应用要求，如图3.3所示为加速电容C1=270pF时的输出波形，Vout1=4.21V，Vout2=4.16V。

图3.3

和

取值接近时的输出波形（50ns/div，2V/div）

3.2晶体管驱动电路加速电容大小选择

将图2.4电路中的加速电容从1nF换成10pF，在相同的测试条件下使用Multisim仿真输入和输出波形如图3.4所示。

图3.4加速电容变小后的输入输出波形（200ns/div，2V/div）

从上图看出，输入和输出波形仍然会有存储时间ts=90ns，加速电容变小后其存储的电荷减少了，不能完全中和掉基区的过量电荷，剩余的电荷通过电阻缓慢释放，所以输入输出仍然存在延迟。

通过实际测试，加速电容越大存储时间越小，但并不是电容越大越好。

将图2.4电路中的加速电容从1nF换成1uF，在相同的测试条件下使用Multisim仿真输入和输出波形如图3.5所示。

图3.5加速电容变大后输入输出波形（200ns/div，2V/div）

从上图看出，电容加大后存储时间基本消除了，但是输出波形存在严重的下冲现象达到了-2.2V。

三极管的集电极和基极之间存在一个寄生电容Cbc如图3.6所示，不同的三极管Cbc大小存在差异，2N2222内部的Cbc为10pF，输入高电平时加速电容充电，最终在C1两端产生（Vin-0.7）V的电压差，当从高电平降到低电平的瞬间，由于C1两端电压不能突变在基极产生一个放电电压，同时Cbc电容两端电压也不能突变，基极的放电电压会通过Cbc影响集电极的输出电压。

图3.6三极管内部寄生的Cbc电容

C1电容大小会影响基极的放电电压。

如图3.7所示，C1电容变小时，其存储的电荷减少了，在基极产生的放电电压幅值变小，输出电压基本无过冲，C1电容变大后，存储电荷增多了，在基极产生的放电电压幅值变大，输出电压出现明显过冲。

图3.7不同加速电容的基极和输出波形（200ns/div，2V/div）

根据上述分析，在晶体管驱动电路中，加速电容如果选择过小仍然会有延迟时间，如果过大则会造成输出波形出现过冲，所以电容值应该通过实测具体电路的输出波形来选择。

4.加速电容应用

4.1数字量输出电路

在工业现场往往需要使用数字量信号来驱动外部的执行机构、显示灯等负载，采用不同的输出器件可以使数字量输出信号具有不同的输出形式，如继电器输出、可控硅输出和三极管输出等，其中三极管输出电路应用最为广泛，下面以三极管输出电路为例说明加速电容在数字量输出电路中的应用。

根据应用场合不同又可以分为低速数字量输出电路和高速数字量输出电路，如图4.1（a）所示为低速数字量输出电路，电路采用了集电极开漏结构，根据各种应用可以外接不同类型的负载，R3为三极管基极的限流电阻，根据2.2节内容可得输出信号会受到三极管存储时间影响。

在Ui输入幅值3.3V频率200k的方波，外接510欧姆的纯电阻负载，Uo端得到的输出波形如图4.1（b）所示，测量存储时间ts1=1.6μs，当输入波形从高电平变为低电平时，输出波形会延迟1.6μs才开始变化，因此对于高速信号或者对波形延迟参数要求很高的负载，该电路并不适用。

图4.1低速数字量输出电路及其输入输出波形（1μs/div，Ui:

1V/div，Uo:

2V/div）

如图4.2（a）所示为高速数字量输出电路，其和低速数字量输出电路相比多了一个加速电容C1，根据2.2节内容可得电容C1可以减小三极管的存储时间，在Ui输入幅值3.3V频率200k的方波，外接510欧姆的纯电阻负载，Uo端得到的输出波形如图4.2（b）所示，存储时间ts1=0，输出波形几乎没有延迟，如果不考虑输出信号边沿速率，该电路可以适用于一般的高速应用场合。

图4.2高速数字量输出电路及其输入输出波形（1μs/div，Ui:

1V/div，Uo:

2V/div）

4.2示波器探头

示波器探头一般都有×1档和×10档两个量程，如图4.3（a）所示为探头简化示意图，选择×1档时输入信号未经衰减直接进入示波器，选择×10档时输入信号经过R1和R2的分压衰减10倍后再进入示波器。

图4.3示波器探头简化及其校准示意图

从上图可以看出，×1档的输入电容为Cx+C2，输入示波器信号的边沿速率会因Cx和C2充放电过程而变缓慢，×10档增加了C1加速电容，根据2.1节阻容负载加速电容的原理，C1消除了输入电容的充放电影响，加快了输入信号的边沿速率，因此在测量高速信号时应该选择×10档。

选择×10档时，为了确保输入示波器波形不失真，根据3.1节阻容负载加速电容选型要求应该使得电阻分压值和电容分压值满足如下表达式：

（4）

由于不同示波器的输入电容C2存在差异，探头制造厂商为了满足不同输入电容的要求，在探头内部加入了一个可调电容Cx，在使用×10档测量信号前，必须先校准探头，调节Cx满足表达式4，×1档没有加速电容不存在加速电容导致的波形失真问题，所以在使用×1档时不需要校准探头。

如图4.3（b）所示，示波器面板有一个标准方波输出端口，通过探头测试标准方波，同时使用螺丝刀调节探头末段的微调电容Cx，观测示波器输出波形，当观测的波形为图4.4（a）所示的标准方波时，探头校准完毕。

图4.4Cx不同时示波器观测波形（500μs/div，2.5V/div）

4.3直流电机控制电路

直流电机控制系统中经常使用H桥电路，H桥接法很多图4.5为其中一种电路接法（省略了逻辑控制电路和PWM发生电路），该电路在CD机中被广泛应用。

图4.5中的H桥电路通过控制U1和U2实现电机的正反转功能，当U1为高电平U2为低电平时，Q1和Q4关断，Q2和Q3导通，驱动电流从+5V流出到Q2经电机再到Q3最后流入地，电机正转；当U2为高电平U1为低电平时，Q1和Q4导通，Q2和Q3关断，驱动电流从+5V电源流出经Q1到电机再到Q4后流入地，电机反转。

图4.5H桥电机控制电路

通过在U1和U2输入PWM可以实现电机转速的控制。

以正转为例，U2输入低电平，U1输入PWM信号，通过调整输入信号的占空比控制电机驱动回路平均电流大小实现转速调节功能。

根据2.2节晶体管驱动电路的加速电容原理，如果不接加速电容C1和C2，由于三极管存储时间的影响，U1输入信号的占空比和Uo输出信号的占空比会存在差异，使用电阻代替直流电机负载，在U1输入50%占空比信号，测试Uo在无加速电容和有加速电容情况下的输出波形如图4.6所示。

图4.6H桥有无加速电容的输出波形（2μs/div，2V/div）

从上图可得，无加速电容高电平时间为th1=5.7μs，占空比为：

有加速电容的高电平时间为：

th2=5.02μs，占空比变为：

通过上面的计算可得，加速电容几乎消除了三极管存储时间的影响，使输出信号的占空比更接近输入信号，对于一些需要较高频率PWM信号驱动的电机，使用加速电容可以实现对转速更精确的控制。