也就是说，这种饱和是IB值所限制下的饱和，使开关管IC减小，通过正反馈转入截止状态。
在该电路中，C313、R314的值限制了VT304导通时间的最大集电极电流，使其不超过规定值。
在此最大值限定下，开关管有一对应最大导通脉宽，在此脉宽之内受控于C314、VT303脉宽调制器，以改变输出电压。
该正反馈电路加入V308，加快了C313的放电速度，脉冲调宽电路使VT304提前截止。
C313的快速放电，导致下一个导通周期也提前，致使脉宽变化的同时频率也在改变，这是此类开关电源的特点之一。
电路中T301绕组⑨-⑩为专设的取样绕组。
当VT304截止时，磁场储能释放为感应电压，使V306导通，整流电压经C312滤波形成取样电压。
R304、R305和R301组成取样分压器，同时也构成C312的放电电阻。
VT301为误差检出放大器。
分压后，取样电压加到VT301基极，其发射极由稳压管VS305提供基准电压。
当开关电源输出电压升高时，VT301集电极电流增大使电压下降，VT302的基极电压也下降。
与此同时，VT302集电极电流增大，R310的压降使VT303集电极电流也增大，C314放电电流也随之增大，VT304提前截止，使输出电压稳定。
该开关电源未采用特定的输出过压及过流保护电路，仅在电路中采取了过压、过电流的控制电路。
输入电压的负极，经输入电流取样电阻R313接入开关变换电路。
当负载电流增大或开关管意外出现导通脉宽增大时，输入电流会增大，使R313压降增大，形成负极性的脉冲，经R312、C310加到脉宽调制放大器VT302的基极，使VT302、VT301集电极电流瞬时增大，使VT304瞬间截止，降低开关电路的电流和输出电压。
但此功能只是瞬态电流冲击的限制，对持续的过流无效。
为了防止取样、误差放大器开路性损坏造成的开关电源失控而形成过压输出，电路中专门设置了稳压管V309。
开关电源工作中V301触点开路或VT301失效、开路，必然引起VT302、VT303截止，脉宽调制器开路失效，VT304将处于C313、R314设定最大脉宽的振荡状态，输出电压将大幅升高，致使VT304热击穿。
加入V309后，可在上述情况下将VT302基极电压钳位于其稳压值，使VT302、VT303有一定导通电流，限制VT304最大脉宽，输出电压的超压程度可以被限制在40％左右,不致造成开关电源大面积损坏。
2.5.2自激式隔离开关电源稳压性能的改善
自激式隔离开关电源由于自激式的固有特点，改进稳压性能成为主要工作。
改进首先从稳压器正反馈量入手，试图在输入电压或负载电流变化时，将开关管正反馈量限制在一定范围内，使低输入电压大负载电流时，有正常的正反馈量；当输入电压升高或负载电流减小时，抑制正反馈量的升高，达到扩大稳压性能的目的。
最具代表性的电路是正反馈脉冲钳位电路，这种电路不仅可抑制Uin对驱动电流的影响，对负载变动也有补偿作用。
其局部电路见图2-12。
其电路原理是：
当Uin在下限范围内时，调节R2的阻值，可得到理想的IB，使VT工作于正常的开关状态。
随着Uin的上升，绕组Nb的感应电势也呈比例上升，开关管VT的IB增大。
当Uin升到一定程度时，绕组Nb感应脉冲经二极管V整流后，使稳压管VS反向击穿，将正反馈脉冲的峰值钳位于0.6V+UVS。
从此点开始，VT的驱动电流在一定范围内保持不变，从而避免了Uin的升高使VT过饱和。
由于此类电路受稳压管最大电流的限制，稳压范围有限，可控制的IB范围较小，因此只适合在30W以下的小功率开关电源中应用。
图2-12正反馈脉冲钳位电路局部图
上述电路经改进后，成为恒流驱动电路。
其正反馈部分局部图见图2-13。
电路中设有两路正反馈支路，第一路是由R1、C1组成的普通RC正反馈电路，其中R1取值较大，C1取值较小。
此正反馈支路作为开关电源输入电压为额定值以上时的正反馈量设定，使输入电压上限时，正反馈量增大也不会使开关管进入饱和状态。
第二路正反馈支路，是由二极管V和VT2、VS组成的线性稳压器，构成恒流源。
当输入电压低到使Nb感应脉冲峰值小于VS稳压值时，VS截止，VT2等效于阻值为R2／（1+β）的电阻，与V构成辅助正反馈电路。
在低电压下，两路正反馈支路为VT1提供足够的正反馈量，维持开关电源正常工作。
当输入电压升高时，VS产生齐纳击穿，将VT2输出电流稳定于此点上，即使输入电压持续上升，此路的正反馈电流也维持不变。
恒流驱动电路通过线性稳压方式来稳定开关管基极与发射极的驱动电流，它是目前自激式隔离开关电源普遍采用的电路。
图2-13恒流驱动电路正反馈部分局部图
2.5.3双路PWM控制系统
为了提高稳压效果，自激式开关电源中又出现了双路或多路PWM控制系统。
双路脉宽调制的控制思路是，为了扩大脉宽调制器的控制能力，采用两只脉宽控制管和两路独立的控制电路。
因为两路PWM电路同时出现故障的机会极小，所以不仅提高了控制能力，可靠性也大为提高。
图2-14为双路PWM电路的基本电路。
其工作原理是：
电路接通电源后，R1向开关管VT1提供启动偏置，脉冲变压器TC绕组⑥-⑤输出脉冲，经C1、R2，向VT1提供正反馈电流，使VT1完成振荡和开关过程。
VT2和VT4组成主PWM系统，TC的绕组⑤-⑥构成专用于取样的副绕组，其输出脉冲经V2整流,C3滤波，得到正比于VT1导通脉宽的整流电压。
VT4为误差检出及放大器，其基极由电阻R5、R7分压得到取样电压，其发射极由R9提供电压，经VS稳定后作为取样电路基准电压。
由VT1的B-E极检出的误差电压，经VT4放大后，形成与误差电压成正比的集电极电流。
当VT1导通时间过长、Uin升高或负载电流减小时，C3上电压将升高，使VT4集电极电流增大。
由于VT4的集电极电流构成VT2的偏置电流，因此VT2的集电极电流也随之增大,使VT1基极电流分流增大，IB减小，VT1提前进入IB·β此部分电路当Uin变化范围不大时，可以维持输出电压的稳定。
图2-14双路PWM电路的基本电路
在双路PWM控制系统中，为了使开关电源的稳压范围向输入电压下限和负载电流的上限扩展，电路中TC取样绕组④-⑤与初级绕组①-③选取较大的匝数比，目的是使开关电源的自激振荡电路在输入电压下限和负载电流上限能正常工作。
设置如此大的正反馈量，当输入电压升高或负载电流减小时，PWM系统势必要对正反馈电流有较大的分流能力。
若单纯靠VT2的分流，VT2需要有极大的动态范围,如果VT2动态范围不足，必然进入其截止区或饱和区。
VT2脱离线性区的结果是，开关电源失控。
为了减轻VT2的电流，电路中加入第二组PWM控制管VT1和恒流驱动控制管VT3。
该恒流驱动电路与前述不同，为电容钳位电路，TC正反馈绕组④-⑤输出脉冲,经V1整流，在R5两端形成上负下正的整流电压。
由TC各绕组相位关系不难看出，只有开关管VT1进入截止期时，TC的绕组④才为负脉冲。
也就是说，V1的整流电压正比于TC能量释放过程中产生的电压，即正比于开关电源的输出电压。
VT1截止期间，R5上的电压经V3向C2充电，其充电电压正比于T绕组④-⑤的脉冲电压幅度和持续时间。
此时TC绕组④为负脉冲，VT3反偏截止，C2无放电通路。
当VT1进入下一个导通周期时，TC绕组④为正脉冲，⑤为负脉冲，V1、V
升级会员 