OFDM系统的关键技术的研究与仿真实现Word文档格式.docx
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这样的速率完全能满足室内、室外的各种应用场合。
欧洲电信组织（ETsl）的宽带射频接入网的局域网标准也把OFDM定为它的调制标准技术。
2001年，IEEE802.16通过了无线城域网标准，该标准根据使用频段的不同，具体可分为视距和非视距两种。
其中，使用2-11GHz许可和兔许可频段，由于在该频段波长较长，适合非视距传播，此时系统会存在较强的多径效应，而在免许可频段还存在干扰问题，所以系统采用了抵抗多径效应、频率选择性衰落或窄带干扰上有明显优势的OFDM调制，多址方式为OFDMA。
而后，IEEE802.16的标准每年都在发展，2006年2月，IEEE802.16e（移动宽带无线城域网接入空中接口标准）形成了最终的出版物。
当然，采用的调制方式仍然是OFDM。
2004年11月，根据众多移动通信运营商、制造商和研究机构的要求，3GPP通过被称为LTE即“3G长期演进”的立项工作。
项目以制定3G演进型系统技术规范作为目标。
3GPP经过激烈的讨论和艰苦的融合，终于在2005年12月选定了LTE的基本传输技术，即下行OFDM，上行SC（单载波关FDMA。
OFDM由于技术的成熟性，被选用为下行标准很快就达成了共识。
而上行技术的选择上，由于OFDM的高峰均比（PAPR）使得一些设备商认为会增加终端的功放成本和功率消耗，限制终端的使用时间，一些则认为可以通过滤波，削峰等方法限制峰均比。
1.3OFDM的基本原理
OFDM即正交频分复用技术，实际上OFDM是多载波调制的一种。
其主要思想是：
将信道分成若干正交子信道，将高速数据信号转换成并行的低速子数据流，调制到在每个子信道上进行传输。
正交信号可以通过在接收端采用相关技术来分开，这样可以减少子信道之间的相互干扰。
每个子信道上的信号带宽小于信道的相关带宽，因此每个子信道上的可以看成平坦性衰落，从而可以消除符号间干扰。
而且由于每个子信道的带宽仅仅是原信道带宽的一小部分，信道均衡变得相对容易。
在向B3G/4G演进的过程中，OFDM是关键的技术之一，可以结合分集，时空编码，干扰和信道间干扰抑制以及智能天线技术，最大限度的提高了系统性能。
包括以下类型：
V-OFDM,W-OFDM,F-OFDM,MIMO-OFDM,多带-OFDM。
OFDM是一种多载波调制传输技术，N个子载波把整个信道分割成N个子信道，N个子信道并行传输信息。
和单载波调制方式相比，多载波调制的主要优点是具有抗无线信道时间弥散的特性。
无线信道由于存在多径效应而对传输的数字信号产生时延扩展，造成接收信号中前后码元交叠，形成信元间干扰导致判决错误，影响传输质量，特别是在码元速率较高的情况下更是如此。
另一方面，码元速率较高时，信号带宽较宽，当信号带宽接近和大于信道相干带宽（最大多径时延的倒数）时，信道的时间弥散将对接收信号造成频率选择性衰落。
所以时间弥散是使无线信道传输速率受限的主要原因之一。
多载波调制使子载波中数据信号码元周期增长，只要时延扩展与码元周期相比小于一定的值，就不会产生码间串扰，提高传输质量。
另外，多载波系统对频率选择性衰落的抵抗力很强，这是因为频率选择性衰落在某一时刻只会影响一定数量的子载波，在系统设计时可以通过交织和前向纠错编码等方法成功地修补在这些子载波上较差的信号[1]。
OFDM和其它多载波调制技术相比还具有系统实现简单和更容易消除符号间干扰的特点。
OFDM可以用FFT算法来实现，采用日益成熟的数字信号处理技术可以使系统用简单的混频和积分就能够很好地分离各个子信道，系统实现相对较简单，系统成本低，符合无线局域网终端和接入点设备对价格较敏感的特点。
采用循环前缀可以完全消除符号间干扰，同时室内无线信道的时延扩展相对较小，使得循环前缀的长度较短，因此引入循环前缀带来的功率损耗也较小。
第2章OFDM系统的数字模型
OFDM调制解调系统如图2.1，首先要把高速数据流进行串并转换，然后是它的核心快速傅立叶逆变换，把信息由频域转换到时域，同时为了使调制系统有效地克服ISI，在OFDM调制输出时符号之间插入循环前缀，使其经过多径信道后，各子信道间的正交性仍能保持。
接收端进行发送端的相反操作，去掉保护间隔，并用FFT变换回频域信号，然后子载波的幅度和相位被采集出来并转换回数字信号[2]。
图2.1OFDM调制解调框图
2.1OFDM系统基带模型
OFDM是采用一组相互正交的子载波构成的信道来传输数据流，这些载波在频率上等间隔地分布，载波间隔一般取码元周期的倒数。
每一子载波的峰值对应于所有其它子载波的频谱中的零点，也就是说，这些载波是相互正交的，上千个载波重叠在一起，整个频谱几乎为矩形。
由于利用了信号的时频正交性而允许各子信道频谱有重叠，使频谱利用率相对于单载波传输系统提高了近一倍。
当传输信道中某一频段产生衰落时，受影响的是其调制载波落入该频段的那些信号，而调制于其它载波上的信号不受影响。
每个OFDM符号都是多个经过调制的子载波的合成信号，其中每个子载波可以采用相移键控（PSK）或者正交幅度调制（QAM）进行调制。
OFDM系统的各个了载波可根据信道的条件来使用不同的调制，比如BPSK，QPSK，8PSK，16QAM，64QAM等，以频谱利用率和误码率之间的最佳平衡为原则[3]。
设原始基带数据信号带宽为B，码元速率为R，码元周期为T。
现将原始信号分割为N路子信号，分割后的码元速率为R/N，周期为NT。
设
为一组正交载波，各个载波之间的关系为：
（k=0,1,2....N-1）。
其中，N为载波的数目，
为发送时使
用的最低频率（单位Hz）,1/NT为相邻两个载波之间的频率间隔，
为角频率，
。
在发送端合成的传输信号
的低通复包络
表示为：
（2-1）
通常采用复等效基带信号来描述OFDM的输出信号，即调制到高频上的待发送的OFDM信号D（t）为：
（2-2）
其中
的实部和虚部分别对应于OFDM符号的同相（In-phase）和正交（Quadrature-phase）分量，在实际中可以分别与相应子载波的cos分量和sin分量相乘，构成子信道信号和合成OFDM符号[4]。
接收端接收到信号后进行如下的解调：
（2-3）在实际应用中，根据数据符号的调制方式，每个子载波的幅值和相位都可能是不同的，但每个子载波在一个OFDM符号周期内都包含整数倍个周期，而且各个相邻子载波之间相差一个周期，据此说明了OFDM系统各子载波之间的正交性，即：
（2-4）
可知式中，当n=m时，调制载波
与调制载波
为同频载波，满足相干解调的条件，此时积分值为NT，则d（-）的值为d（m）号：
当
时，在接收端不同载波之间互不干扰，接收端完成了信号的提取，从而实现了信号的传送。
可以通过4个子载波的实例图2.2看一下。
图2.24个子载波实例图
可以看出OFDM的接收机实际上是一组解调器，它将不同载波搬移至零频，然后在一个码元周期内积分，其它载波则于所积分的信号正交，因此不会对这个积分结果产生影响。
OFDM系统的调制和解调可以分别由IDFT和DFT来代替。
在OFDM系统实际运用中，可以采用更加方便快捷的IFFT/FFT。
从上面分析还可以看出，OFDM符号频谱实际上可以满足奈奎斯特准则，即多个子信道频谱之间不存在相互干扰，但这是出现在频域中的。
每个子信道频谱最大值对应于其他子信道频谱的零点，有效地避免了子信道间扰干的出现。
2.2OFDM的发射模型
1编码：
在基于OFDM调制技术的系统中，编码采用Reed-Solomon码、卷积纠错码、维特比码或TURBO码。
2交织：
交织器用于降低在数据信道中的突发错误，交织后的数据通过一个串并行转换器，将IQ映射到一个相应的星座图上。
在这里I代表同相信号，Q代表正交信号。
3数字调制：
在OFDM方式中，采用星座图将符号映射到相应的星座点上。
这一过程产生IQ值，它们被过滤并送到IFFT上进行变换。
4插入导频：
为了能够使接收稳定，在每48个子载波中插入4个导频信息。
5串并转换：
使串行输入的信号以并行的方式输出到M条线路上。
这M条线路上的任何一条上的数据传输速率则为R/M码字/秒。
OFDM系统的基本原理就是将指配的信道分成许多正交子信道，在每个子信道上进行窄带调制和传输，信号带宽小于信道的相关带宽。
6快速傅立叶逆变换：
快速傅立叶逆变换可以把频域离散的数据转化为时域离散的数据。
由此，用户的原始输入数据就被OFDM按照频域数据进行了处理。
7并串转换：
用于将并行数据转换为串行数据。
8插入循环前缀并加窗：
循环前缀为单个的OFDM符号创建一个保护带，在信噪比边缘损耗中被丢掉，以极大地减少符号间干扰[5]。
一个OFDM的符号是由N个频域上相距为
的子载波构成，而且所有的载波在一个OFDM符号的宽度
内是相互正交的。
令第k个子载波为
，k=0,1,...N，则有
（2-5）
而为了抵抗多径传播而产生的码间干扰（ISI），一般需要使用循环前缀作为保护时间加入OFDM符号的前端，而加入了保护间隔后，设保护间隔长度为
，则有：
（2-6）
一个OFDM符号总的宽度
在OFDM中，每一个子载波可以独立的选择一种调制方式，令在第n个OFDM符号中第k个子载波对应的调制符号为
，因此第n个OFDM符号可以表示为：
（2-7）
则连续的OFDM信号即为：
（2-8）
由于基带信号是矩形脉冲信号，每个子载波上的频谱就是sin函数，第k个子载波的频谱为：
（2-9）
整个OFDM信号的频谱就是：
（2-10）
可见相邻的子载波的频谱有一半是重叠的，但所有子载波相互正交，即满足：
（2-11）
其中：
（2-12）
调制符号
可以通过相关运算来恢复：
（2-13）
OFDM信号的带宽
，而以采样间隔
采样信号，所得到的第n个OFDM符号的第i个采样点表示为
，i=0,1,...,N-1，就有：
（2-14）
该公式的形式和反离散傅立叶变换（IDFT）形式相同，则在实际系统中可以使用反快速傅立叶变换（IFFT）来实现。
使用IFFT来进行调制，是因为发射端比较复杂，并且有较高的平峰比要求。
2.3本章小结
在这一章中，我们介绍了OFDM通信系统的发射的模型和基本原理。
同时附加了实现各个部分的主程序。
考虑到其发射端比较复杂，切峰平比要求较高，因此采用IFFT进行调制，应用FFT进行解调。
OFDM符号频谱实际上可以满足奈奎斯特准则，即多个子信道频谱之间不存在相互干扰，但这是出现在频域中的。
每个子信道频谱最大值对应于其他子信道频谱的零点，有效地避免了子信道间干扰的出现[6]。
第3章仿真分析
图3.1OFDM的发射流程图
我们增添了4096-1705=2391个零给信号信息去超采样。
在图3.2和图3.3中能观测到这个信号产生的结果和信号载波用T/2作为它的时间周期。
载波信号g（t）是离散的时间基带信号，
图3.2在B点的信号时域响应
B点是通过傅立叶逆变换后的波形，图3.2呈现的是采样点前20个的波形。
图3.3对其进行频谱分析，分析频率的分布范围。
g（t）的脉冲响应或者脉冲波形如图3.4所示。
在C点通过矩形脉冲使波形成型，成型后波形更连贯。
图3.6与图3.7分别是时间响应和频率响应。
在图3.7中上图为频谱图，下图为谱密度估计图。
图3.3在B点的信号频域响应
图3.5是一个13阶巴特沃思滤波器的响应。
这个重建过程或者D/A滤波器响应是一个13阶巴特沃思滤波器，并且近似1/T的下降频率。
这个发射滤波器的输出在时域范围如图3.6所示，频域波形如图3.7所示。
图3.4g（t）的脉冲波形图3.5D/A滤波器响
通过低通滤波器的输出信号如图3.8和图3.9。
需要注意的是滤波器的这个过程产生了近似
s的延迟。
在延迟的一边，滤波器如预期一样的工作，因为除了基带频谱其它的所有都被滤除了。
E点就是合路信号，图3.10就是信号波形图，图3.11是其频谱图。
此时的信号经过天线发射出去后就可以通过与之匹配的接收机来接收。
图3.6信号在C点的时间响应
图3.7在C点的频率响应
图3.8D点的时间响应
图3.9信号在D点的频率响应波形
图3.10信号在E处的时间响应
图3.11信号在E处的频率响应
第4章总结
当子信道数目比较多的时候，采用此算法还可以大大减少系统的复杂度。
在本文中主要完成了以下内容：
1.介绍了OFDM的发展历史，应用情况；
2.叙述了OFDM系统的基本原理；
3.分析了OFDM系统的发射的原理；
4.应用MATLAB对OFDM系统进行仿真，并对仿真结果进行分析。
OFDM技术由于其独特的优点，在无线接入和宽带移动通信中具有广阔的应用前景。
本文在对OFDM技术实现原理进行详细介绍的基础上，用MATLAB软件实现了对基本OFDM传输系统的仿真。
我们在OFDM系统中能发现很多优势，但也有很多复杂的问题需要我们去解决，例如对频偏和相位噪声比较敏感，功率峰值与均值比（PAPR）大，导致射频放大器的功率效率较低，负载算法和自适应调制技术会增加系统复杂度等缺点。
参考文献
[1]葛利嘉，朱林等译.超宽带无线电基础[M].北京:
电子工业出版社，2006.57~58.
[2]陈怀琛，吴大正，高西全.MATLAB及在电子信息课程中的应用[M].第三版.北京:
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电子科技大学出版社，2001.48~49.
[4]李建新，刘乃安.现代通信系统分析与仿真[M].西安：
电子科技大学出版社，2000.112~114.
[5]宋文娟，殷奎喜，郝辉.PI/4-QPSK调制方式及其与GMSK调制方式的比较[J].电子工程师，2002.15~16
[6]伶学俭，罗涛.OFDM移动通信技术原理与应用[M].北京:
人民邮电出版社，2003.136~137.
附录
程序
%DVB-T2KTransmission
%Theavailablebandwidthis8MHz
%2Kisintendedformobileservices
clearall;
closeall;
%DVB-TParameters
Tu=224e-6;
%usefulOFDMsymbolperiod
T=Tu/2048;
%basebandelementaryperiod
G=0;
%choiseof1/4,1/8,1/16,and1/32
delta=G*Tu;
%guardbandduration
Ts=delta+Tu;
%totalOFDMsymbolperiod
Kmax=1705;
%numberofsubcarriers
Kmin=0;
FS=4096;
%IFFT/FFTlength
q=10;
%carrierperiodtoelementaryperiodration
fc=q*1/T;
%carrierfrequency
Rs=4*fc;
%simulationperiod
t=0:
1/Rs:
Tu;
%Datagenerator（A）
M=Kmax+1;
rand（'
state'
0）;
a=-1+2*round（rand（M,1））.'
+i*（-1+2*round（rand（M,1）））.'
;
A=length（a）;
info=zeros（FS,1）;
info（1:
（A/2））=[a（1:
（A/2））.'
];
%Zeropadding
info（（FS-（（A/2）-1））:
FS）=[a（（（A/2）+1）:
A）.'
%Subcarriresgeneration（B）
carriers=FS.*ifft（info,FS）;
tt=0:
T/2:
figure
（1）;
subplot（211）
stem（tt（1:
20）,real（carriers（1:
20）））;
subplot（212）;
20）,imag（carriers（1:
figure
（2）;
f=（2/T）*（1:
（FS））/（FS）;
pwelch（carriers,[],[],[],2/T）;
%D/Asimulation
L=length（carriers）;
chips=[carriers.'
zeros（（2*q）-1,L）];
p=1/Rs:
T/2;
g=ones（length（p）,1）;
%pulseshap
figure（3）;
stem（p,g）;
dummy=conv（g,chips（:
））;
u=[dummy（1:
length（t））];
%（C）
figure（4）;
subplot（211）;
plot（t（1:
400）,real（u（1:
400）））;
400）,imag（u（1:
figure（5）;
ff=（Rs）*（1:
（q*FS））/（q*FS）;
plot（ff,abs（fft（u,q*FS））/FS）;
pwelch（u,[],[],[],Rs）;
[b,a]=butter（13,1/20）;
%reconstructionfilter
[H,F]=FREQZ（b,a,FS,Rs）;
figure（6）;
plot（F,20*log10（abs（H）））;
uoft=filter（b,a,u）;
%basebandsignal（D）
figure（7）;
plot（t（80:
480）,imag（uoft（80:
480）））;
figure（8）;
plot（ff,abs（fft（uoft,q*FS））/FS）;
pwelch（uoft,[],[],[],Rs）;
%Upconverter
s_tilde=（uoft.'
）.*exp（1i*2*pi*fc*t）;
s=real（s_tilde）;
%passbandsignal（E）
figure（9）;
480）,s（80:
480））;
figure（10）;
%plot（ff,abs（fft（（（real（uoft）.'
）.*cos（2*pi*fc*t））,q*FS））/FS;
%plot（ff,abs（fft（（（imag（uoft）.'
）.*sin（2*pi*fc*t））,q*FS））/FS;
plot（ff,abs（fft（s,q*FS））/FS）;
%pwelch（（（real（uoft）.'
）.*cos（2*pi*fc*t））,[],[],[],Rs）;
%pwelch（（（imag（uoft）.'
）.*sin（2*pi*fc*t））,[],[],[],Rs）;
pwelch（s,[],[],[],Rs）
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