双闭环直流电动机数字调速系统设计文档格式.docx
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双闭环直流调速系统设计框图
直流电机的供电需要三相直流电，在生活中直接提供的三相交流380V电源，因此要进行整流，则本设计采用三相桥式整流电路变成三相直流电源，最后达到要求把电源提供给直流电动机。
如图设计的总框架。
双闭环直流调速系统设计总框架
转速、电流双闭环直流调速系统
ASR---转速调节器ACR---电流调节器TG---测速发电机
TA---电流互感器UPE---电力电子变换器Un*---转速给定电压
Un---转速反馈电压Ui*---电流给定电压Ui---电流反馈电压
双闭环直流调速系统电路原理图
直流调速系统常用的直流电源
①旋转变流机组
②静止式可控整流器
③直流斩波器或脉宽调制变换器
晶闸管-电动机调速系统（简称V-M系统）的原理图。
通过调节处罚装置GT的控制电压
来移动触发脉冲的相位，即可改变平均整流电压
，从而实现平滑调速。
和旋转变流机组及离子拖动变流装置相比，晶闸管整流装置不进在经济性和可靠性上都很大提高，而且在技术性能上也现实出较大的优越性。
V—M系统原理
电流调节器的设计（假定
）
在设计电流环时,因T1比Tm小得多,故电流的调节过程比转速的变化过程快得多,因此在电流调节器快速调节过程中,可以认为反电动势E基本不变。
这样在设计电流环时,可以暂时不考虑反电动势E
电流环的动态结构图
变化的影响而得到图所示的电流环近似动态结构图。
为了使电流环稳态上做到无静差以获得理想的堵转特性,动态上保持电动机电枢电流的不超调,保证系统的跟随性。
把电流环校正成典型I型系统,其传递函数为:
式中:
Ki,τi—分别为电流调节器的比例放大系数和时间常数。
根据“对消原理”,为了对消掉控制对象中时间常数较大的惯性环节,以使校正后系统的响应速度加快,取τi=T1;
PI调节器的比例放大系数Ki取决于系统的动态性能指标。
根据“电子最佳调节原理”中的“二阶最佳系统”原理。
取KiTΣi=0·
5,由此可得:
确定时间常数
（1）整流装置滞后时间常数Ts。
由《电力拖动自动控制系统》课本附表可知，三相桥式电路的平均失控时间Ts=0.0017s。
（2）电流滤波时间常数Toi。
三相桥式电路的每个波头的时间是3.3ms，为了基本滤平波头，应有（1~2）Toi=3.3ms，因此取Toi=2ms=0.002s。
（3）电流环小时间常数之和
。
按小时间常数近似处理，取
（4）电磁时间常数
的确定。
由前述已求出电枢回路总电感。
则电磁时间常数
选择电流调节器的结构
根据设计要求
，并保证稳态电流无静差，可按典型I型系统设计电流调节器。
电流环控制对象是双惯性型的，因此可用PI型调节器，其传递函数为
式中
------电流调节器的比例系数；
-------电流调节器的超前时间常数。
检查对电源电压的抗扰性能：
参照附表6.2的典型I型系统动态抗扰性能，各项指标都是可以接受的，因此基本确定电流调节器按典型I型系统设计。
计算电流调节器的参数
电流调节器超前时间常数：
电流开环增益：
要求
时，取
，
因此
于是，ACR的比例系数为
式中电流反馈系数
；
晶闸管专制放大系数
校验近似条件
电流环截止频率：
（1）晶闸管整流装置传递函数的近似条件
满足近似条件。
（2）忽略反电动势变化对电流环动态影响的条件
（3）电流环小时间常数近似处理条件
计算调节器电阻和电容
按所用运算放大器取R0=40k
，各电阻和电容值为
取
，取
按照上述参数，电流环可以达到的动态跟随性能指标为
，满足设计要求。
含滤波环节的PI型电流调节器
转速调节器的设计
转速环的动态结构图
在转速调节器设计时,可以把已经设计好的电流环作为转速环的控制对象。
由此得到转速环的动态结构图如图所示。
为了实现转速无静差,提高系统动态抗扰性能,把转速环设计成典型II型系统,其传递函数为:
Kn,τn—分别为转速调节器比例放大倍数和时间常数。
根据II型典型系统参数确定的方法,有T1=hT2,于是有τn=hT∑n,其中h为中频宽,T∑n=Ton+2T∑i,根据“调节器最佳整定设计法”,一般取h=5。
然后按典型II型系统的最小闭环幅频特性峰值Mrmin准则,得:
（1）电流环等效时间常数1/KI。
由前述已知，
，则
（2）转速滤波时间常数
，根据所用测速发电机纹波情况，取
.
（3）转速环小时间常数
选择转速调节器结构
按照设计要求，选用PI调节器，其传递函数式为
计算转速调节器参数
按跟随和抗扰性能都较好的原则，先取h=5，则ASR的超前时间常数为
则转速环开环增益
K
可得ASR的比例系数为
式中电动势常数
转速反馈系数
检验近似条件
转速截止频率为
（1）电流环传递函数简化条件为
满足简化条件。
（2）转速环小时间常数近似处理条件为
取
含滤波环节的PI型转速调节器
校核转速超调量
当h=5时，查附表6.3典型
型系统阶跃输入跟随性能指标得，
，不能满足设计要求。
实际上，由于附表6.3是按线性系统计算的，而突加阶跃给定时，ASR饱和，不符合线性系统的前提，应该按ASR退饱和的情况重新计算超调量。
计算超调量。
设理想空载起动时，负载系数
，已知
，
当
时，查得，
而调速系统开环机械特性的额定稳态速降
式中电机中总电阻
调速系统开环机械特性的额定稳态速降
为基准值，对应为额定转速
计算得
不能满足设计要求。
校核动态最大速降
设计指标要求动态最大速降
在实际系统中，
可定义为相对于额定转速时的动态速降
由
r/min
h=5时，查附表得
=81.2%，
不满足动态最大转速降指标。
转速超调的抑制
从计算得的退饱和超调量
，可知不满足动态指标要求，因此需加转速微分负反馈。
加入这个环节可以抑制甚至消灭转速超调，同时可以大大降低动态速降。
在双闭环调速系统中，加入转速微分负反馈的转速调节器原理图如图6.3所示。
和普通的转速调节器相比，在转速反馈环节上并联了微分电容Cdn和滤波电阻Rdn，即在转速负反馈的基础上再叠加一个带滤波的转速负反馈的基础上再叠加一个带滤波的转速微分负反馈信号。
带转速微分负反馈的转速调节器
含有转速微分负反馈的转速环动态结构框图如下图所示:
含有转速微分负反馈的转速环动态结构框图
转速微分负反馈环节中待定的参数是
和
，其中转速微分时间常数
，转速微分滤波时间常数是以选定，
，只要确定
，就可以计算出
了。
由工程设计方法，近似计算公式得：
，已知：
设计要求动态最大超调
，取转速超调量为
，则
则微分电容
滤波电阻
再次校核动态速降
带转速微分负反馈时，转速微分时间常数相对值
又因为设计要求动态最大转速降
，即
则
上述已求出动态速降的基准值
所以
参照附表6.5可知，当
时，
，当
而现在
，需要满足
，符合要求。
可知满足要求。
校核调整时间
在转速微分时间常数相对值
，则调整时间
上述的超调校正选取
是根据设计要求
条件来选取的，即从
开始选起，逐步减小并验证动态转速降以及调节时间，看是否满足要求。
最后选择
为最佳整定超调。
从以上分析可得出结论，带转速微分负反馈的直流调速系统不仅使转速超调大大减小，而且大大降低动态速降。
转速、电流双闭环直流自动调速
转速与电流双闭环直流自动调速系统的工作过程
启动过程
双闭环直流自动调速系统的启动过程可分为以下3个阶段。
（1）电流上升阶段。
开始启动时,n=0,Ufn=0,ΔUsi=Ug,故ST的输入值很高,使ST的输出Us迅速达到饱合限幅值-Usm,在此后的启动升速过程中,只要ΔUsi≥（即n<
n1）Ug/αn,则ST就将保持该饱和值而不能起调节作用。
LT的输入偏差电压ΔUic=-Us+Uif,由于此时-Us=-Usm,而Uif=βId,故ΔUci=-Usm+βId<
0,LT的积分作用将使Uc快速上升,电流Id以最快速度上升,电动机获得较大的启动转矩,加快了电动机的启动。
直到Ufi=βId=Usm（即ΔUic=0）时,Uc不再增加,Ud也不再增加,电动机电流Id达到所允许的最大电流Idm。
（2）电流保持恒值,电动机恒加速阶段。
此阶段从Id刚上升到Idm开始,到n达到其期望值n1为止。
在此阶段中,由于n<
n1,故ST仍然不起调节作用。
此阶段是启动过程的主要阶段,也是LT在启动过程中发挥电流调节作用的主要阶段。
随着n的增加,电动机反电动势Ed增大,电流Id的调节过程为:
上述电流的不断调节过程,使电动机电枢电流Id始终保持最大值Idm,电动机以最大电磁转矩和最大加速度加速。
（3）转速调节阶段。
当电动机转速上升到期望转速n1后,便进入转速调节阶段。
此时,n=n1,ΔUsi=Ug-Unf=0,但由于ST的积分保持作用,仍使-Us=-Usm,Id=Idm,故转速继续增加,出现n>
n1的转速超调现象。
但在n>
n1后,由于Unf>
Ug,故ΔUsi<
0,ST的积分电容改变,使ST退出饱和,进入线性区,ST便开始进行转速调节,在ST进行转速调节时,由于ST的输出Us的变化,即LT的给定值发生变化,故LT也要进行电流调节,
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