开关电源输入滤波电路的优化设计研究.docx

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开关电源输入滤波电路的优化设计研究

开关电源输入滤波电路的优化设计研究

张君宝信息科学与技术学院电路与系统2012020683

摘要：

原有的输入滤波电路结构复杂，所用元器件较多，却还不能达到EMC指标要求。

为此，本文提出了一个简单实用的拓扑结构，并详细介绍了输入滤波电路的设计方法，理论分析和测试结果证明了该方法的可行性和实用性。

关键词：

电磁干扰电磁兼容输入滤波电路开关电源

一、引言

开关电源是通讯系统的动力之源，已在通信领域中达到广泛应用。

但由于其高频率、宽频带和大功率，它自身就是一个强大的电磁干扰（EMI）源，严重时会导致周围的电子设备功能紊乱，使通讯系统传输数据错误、出现异常的停机和报警等，将造成不可弥补的后果；同时，开关电源本身也置身于周围电磁环境中，对周围的电磁干扰也很敏感（EMS），如果没有很好的抗电磁干扰能力，它也就不可能正常工作。

因此，营造一种良好的电磁兼容（EMC）环境，是确保电子设备正常工作的前提，且也成为电子产品设计者的重要考虑因素。

不仅如此，国内外已有多种法规和标准对电子产品的电磁干扰限值和灵敏度作出规定和限制。

欧共体有关EMC的委员会于92年制定了相关法令，96年开始生效，法令规定不符合EMC标准的产品不得进入市场，同时将EMC认证和安规认证作为产品认证的首要条件。

我国信息产业部也多次召开电磁兼容标准论证会，并作出规定：

2001年1月1日以后进入市场的产品必须有EMC标志。

可见，电磁兼容（EMC）认证已是产品顺利进入市场并走出国门最基本的要求。

但是，由于以前设计的电源产品，对EMC重视不够，致使所有的电源产品几乎均超标，已经影响到公司电源产品的销售，因此，解决这一问题已是迫在眉睫。

而影响电源EMC超标的主要原因就是：

输入滤波电路的设计不合理。

到目前为止，还没有介绍电源输入滤波电路设计方法的报道。

本文首次对电源输入滤波电路设计方法进行全面、详细的讨论，提出了一套简单实用的滤波电路，并应用到我司的电源产品中。

给出的测试结果和理论分析证明了该设计方法的实用性和可行性。

二、输入滤波电路的拓扑结构优化设计

输入电路中主要包含五个元件：

共模、差模电感，X、Y电容，放电电阻。

输入滤波电路的设计，事实

上就是将这些元件如何进行组合的问题，但在进行组合时必须遵循一定的原则。

1、对输入滤波电路的要求

1．1双向滤波功能。

对电网开关整流器及开关整流器电网的干扰信号均有很好的滤波效果。

1．2能抑制共模和差模干扰。

能抑制相线与相线、相线与中线之间的差模干扰及相线、中线与大地之间的共模干扰。

工程设计中重点考虑共模干扰的抑制。

为了抑制差模和共模干扰，通常的在滤波电路中同时包含有差模和共模电感，但基于以下原因差模电感可去掉：

（1）共模干扰的影响更大，而差模干扰的影响要小得多。

一方面同样程度的共模和差模干扰，共模干扰所产生的电磁场辐射高出差模3—4个量级；另一方面，共模干扰信号通过机壳或地阻抗的传导和耦合对其它的电源和系统也会产生干扰。

（2）共模电感中含有差模的成分。

共模电感存在漏感且其两线圈不可能完全对称，所以其本身就可起到差模电感的作用，能抑制电路中的差模干扰。

（3）电容的选择有利于抑制差模干扰。

差模（X）电容通常比共模（Y）电容大得多。

1．3满足最大阻抗失配原则。

这里的阻抗是指相对工频而言频率较高的干扰信号来说的。

对输入滤波电路而言电网相当于源，而开关整流器则相当于负载。

所谓阻抗最大失配就是：

当源或负载对高频干扰信号的等效内阻为低阻时，输入滤波器应呈高阻；反之则应呈低阻。

通常电网是一电压源，而开关整流器本身从输入端看进去，就共模干扰信号而言等效于一个电容和电流源的并联，因此，对高频信号二者均属于低阻。

1．4工频等效阻抗尽可能低，高频（高于某一截止频率的信号）等效阻抗尽可能高（插入损耗尽可能大）。

频段范围为几十KHZ～几百MHZ。

这一点主要取决于元器件、原材料的选择及其参数。

2、优化的输入滤波电路

根据上面的要求，可得到优化的输入滤波电路如图1.所示，从图中可看出：

与传统的输入滤波电路相比，该滤波电路去掉了差模电感，滤波器的输入输出也不需再加共模电容。

图1.优化的输入滤波电路

上图中：

R1为放电电阻；L1、L3为低频共模电感；L2为高频共模电感；CX1、CX4为X电容；CY1—CY4为Y电容。

三、输入滤波电路元器件选择和参数计算

滤波电路的拓扑结构确定以后，接下来的问题就是元器件的选择及其参数的计算，下面将以50A单体为例，详细介绍元器件和原材料的选定原则、参数计算方法及电感的绕制工艺要求等。

1．放电电阻

放电电阻R1的选择原则是：

在容许的情况下，阻值越小越好，以给X电容容量的选择留下足够的空间。

R1的选择还应考虑耐压（通常选金属氧化膜电阻，电压按0.75降额）和功耗（按额定功率的0.6降额）。

假设，所选电阻的额定功率为Pr，承受的最高输入电压有效值为Vinmax，则有：

R1>（Vinmax）2/（0.6×Pr）

（1）

如：

设Pr=2W，Vinmax=300V，则R1>75K，可取R1=100K。

R1的另一限制是：

其承受的瞬时功耗不能超过额定功率的四倍。

R1承受的瞬时最大功耗与浪涌或雷击经过防护电路后的残压有关。

设残压为1200V，则R1还应满足：

R1>12002/（4×Pr）

（2）

将Pr=2W代入上式得R1>180K，所以取R1=100K不满足这一条件，综合考虑应取R1=200K较合理。

在此要注意：

从放电电阻R1承受的瞬时功耗方面考虑，R1的位置也很重要，放在最前面显然不合适，放在中间某一位置或后面较好。

如果想要将R1进一步减小，可采用两个或多个电阻并联的形式，这可根据具体情况而定。

对于50A

单体采用两个电阻并联，则放电电阻为R1=100K。

2、X、Y电容

2．1X电容

（1）X电容容量的选定

X电容容量的选择受到放电时间的限制，根据安规要求，断电后输入端口电压放电到安全电压峰值42.4V的时间不超过1S，可根据下面的经验公式估算：

设Cx为所有X电容的总和。

Cx<1/（2.2×R1）（3）

将R1=100K代入上式得：

Cx<4.5uF，可取Cx=4.4uF，如图4所示的电路中，X电容共有两个，每个X电容的容量为2.2uF。

（2）X电容的耐压要求

X电容的选择还要考虑耐压能力（按额定电压的0.6降额）：

由于X电容靠近电源线输入端，所以必须具备承受瞬时高电压（高达1200V）的能力。

（3）X电容的频率特性（低的ESR和ESL）：

对同样材质的电容器，容量越小，频率特性越好。

电容器典型的频率特性是：

随着频率的增加，电容总的等效容抗减小，但当频率增加到某一值时，容抗却反而开始增加。

假设把这一频率定义为电容容抗的转折频率，则电容容量越小，转折频率越高—即频率特性越好。

因此，为得到相同的电容量，可采用将若干小容量电容并联的方式，这样可提高电容的高频特性。

综上所述，在图4.所示的电路中的X电容，可选“金鞍”电容（R.46），每个X电容可选用2.2uF电容。

其额定电压为275Vac，瞬时耐压为：

1500Vac/1S，2500Vac/0.1S。

2．2Y电容

（1）Y电容容量的选定

Y电容容量的选择受到漏电流的限制，根据安规要求，在额定输入电压下，相线或零线对地的漏电流不

超过3.5mA。

假设相线或零线分别对地的电容为Cy，则有：

220×2πfo×Cy<3.5mA（4）

上式中：

fo=50HZ为工频频率，代入上式可得Cy=（Cy1+Cy3）=（Cy2+Cy4）<0.056uF，考虑到设备本身还有一定的漏电流，取Cy=0.02uF。

则图4中的每个Y电容为0.01uF。

（2）Y电容对频率特性的要求参考X电容的选择。

在选择X、Y电容时，用相对较小的电容通过并联获得满足要求的容量较大的电容尤为重要，这将大大改善电容的高频特性。

电容的频率特性还有一重要特点就是：

在低于转折频率时，容抗和频率的关系为：

Zc=1/（2лfC）—即单个电容的容量越大容抗越小；但是在频率超过转折频率后，随着频率的增加，不同容量的电容的总的容抗趋于相同。

也就是说，对于超高频（频率大于50MHZ）的信号而言，不同容量的电容（对单只而言），抑制高频干扰的效果是一样的，如0.1uF等同于0.001uF。

所以，仅依靠增加单只电容容量想要提升电路抑制干扰的能力是不可能的，相反采用多个电容的并联却能得到比较理想的效果。

综上所述，在图4.所示的电路中的Y电容，可选“金鞍”电容（R.41），每个Y电容可选用两个4700PF或三个3300PF电容并联。

其额定电压为275Vac，瞬时耐压为：

2500Vac/1S，5000Vac/0.1S。

3、共模电感

3．1磁性材料的选择

在选择磁芯材料时，从两方面考虑：

一是工作频率范围宽（几十K—1GHZ），即在很宽的频率范围内，有比较稳定的磁导率；二是磁导率较高，这可在保证相同的电感量的同时，减小绕制线圈的匝数，最大程度地减小分布电容。

但是，对同一磁芯材料而言很难同时满足上述两个要求，二者实际上是一对矛盾。

要使共模电感能在要求的频率范围内正常工作，不得不分段选择磁芯。

共模电感的磁芯通常选择铁氧体材料。

铁氧体主要分成两类：

NI—ZN和MN—ZN。

NI—ZN的磁导率较低（小于1000），但在很高的频率时（大于100MHZ），磁导率仍保持不变；而MN—ZN有较高的磁导率，但在较低的频率（不到20KHZ）时，磁导率就开始有下降的趋势。

由于NI—ZN初始磁导率较低，低频时不可能产生很高的阻抗，因此他们通常用来抑制10MHZ到20MHZ以上的噪声。

而MN—ZN在低频时，有很高的磁导率，用来抑制10KHZ—50MHZ范围的EMI噪声，非常合适。

因此，用于绕制抑制较低频率干扰的共模电感通常选用MN—ZN材料；而抑制超高频干扰则选用NI—ZN材料较为合适。

对图1所示的电路，L1、L3选用MI—ZN材料，L2则选用NI—ZN材料。

3．2共模电感量的计算

在Y电容Cy选定以后，再根据要求（最好能知道开关整流器的频谱特性）确定一截止频

率f0，则LS可根据下式求得：

LS=1/[（2πf0）2Cy]（6）

（1）L1、L3的确定

前面已提到L1、L3适用于频率较低的范围。

假设fo=20KHz，Cy=Cy1+Cy3=0.02uF代入（6）式得：

LS=3.2mH。

因此，可取L1=L3=3.2mH。

（2）L2的确定

前面已提到L2适用于频率较高的范围。

假设fo=200KHz，Cy=Cy1=0.02uF代入（6）式得：

LS=32uH。

3．3磁芯尺寸的选择和绕制匝数的计算

磁芯的选择原则是：

对L1和L3，磁导率尽可能高，在容许的情况下，尺寸尽可能大；对绕制L2的磁

芯，必须保证有很好的高频特性，在这一条件下，磁导率尽可能高，尺寸尽可能大。

下面是磁芯尺寸的选定和匝数计算步骤：

第一步输入电流—线圈尺寸的确定：

输入电流将决定绕制线圈的直径，电流密度通常定为4—6A/mm2，当然还要考虑所能容许

的温升。

绕制线圈采用单股线，一方面可减少成本；另一方面，可通过集肤效应进一步抑制噪声。

假设流过电感线圈的最大电流有效值为Iinmax，电流密度为6A/mm2，则绕制线圈的直径为：

（mm）（7）

第二步：

选择满足尺寸要求的磁芯。

如果对磁芯的尺寸有特殊要求，根据要求选定，否则可根据经验选定。

第三步：

计算磁芯能绕下的最大匝数。

共模电感的绕制通常为单层，包含有两组线圈，为了绝缘，两组线圈分布在磁芯的两边，分别所占据的

弧度不能超过160度。

多层绕制很少见，因为这将使分布电容增加，影响共模电感的高频性能。

前面已根据输入电流确定了线圈的尺寸，再依据所选定的磁芯，就可计算最大匝数了。

如果选定磁芯内径为Df，绕制电感的线径为D，则该磁芯能绕下的最大匝数为Nmax：

Nmax=[160×π×（Df-D）]/（360×D）（8）

第四步：

根据磁芯的磁导率或电感因子，估算电感。

如果磁芯磁导率为μ，对应的电感因子为AL，单位为：

nH/N2，则电感可根据下式进行估算：

L=Nmax2×AL/106（mH）（9）

第五步：

校正电感。

如果上式计算的电感小于LS，则应选磁导率更大或磁芯尺寸更大的材料，重复上述过程，直到L>Ls为止。

当然也可在磁芯维持不变的情况下，减小线圈尺寸，增加匝数，以使电感量变大，但这会增加铜损（建议尽可能不采用此方法）。

再补充一点：

在体积容许的情况下，尽可能选用大一些的磁芯，这可在保证相同的电感量时，减少线圈匝数，使分布电容减小。

******下面我们就以50A单体为例说明磁芯材料的选择和匝数计算方法：

（1）L1=L3=3.2mH，输入最大电流有效值为Iinmax=18A.设计步骤如下：

第一步：

确定绕线尺寸。

=2mm

第二步：

选择满足尺寸要求的磁芯。

选用环形Mn-Zn铁氧体材料MAO7A，型号为R—48×30×15，AL=9870（nH/N2），内径为Df=30±0.5mm=29.5mm。

第三步：

计算磁芯能绕下的最大匝数。

Nmax=[160×π×（Df-D）]/（360×D）

=[160×π×（29.5-2）]/（360×2）=19.2N

取Nmax=18N

第四步：

根据磁芯的磁导率或电感因子，估算电感。

L=Nmax2×AL（mH）=

182×9870/106（mH）=3.2mH

第五步：

校正电感。

从上式可得计算的电感等于LS，磁芯选择正确。

（2）L2的计算,L2=30uH,输入最大电流有效值为Iinmax=18A.设计步骤如下：

第一步：

确定绕线尺寸。

=2mm

第二步：

选择满足尺寸要求的磁芯。

选用环形NI-Zn铁氧体材料B8#，型号为RH—28.3×28.5×13.8，内径为Df=13.8mm,磁导率为800。

第三步：

计算磁芯能绕下的最大匝数。

Nmax=[160×π×（Df-D）]/（360×D）

=[160×π×（13.8-2）]/（360×2）=8N

取Nmax=8N

第四步：

根据磁芯的磁导率或电感因子，估算电感。

Ae=2.07cm2,Le=6.61cm

L=Nmax2×µrµ0Ae/le

=

82×800×2.07×4×3.14×10-7×10-4/（6.61×10-2）（mH）=200uH

第五步：

校正电感。

从上式可得计算的电感大于LS，为减小分布电容,磁芯不变,减少匝数。

设为3匝,重复上述计算可得:

L=30uH=Ls.

3．4电感的绕制工艺

（1）单层绕制：

采用单层绕制，可有效的减小分布电容。

在选用材料时，环形磁芯的体积应足够大，以确保单层绕制时

的线圈匝数。

（2）绕制线圈采用单股线：

采用单股线，可利用集肤效应有效的抑制高频干扰信号。

频率越高，由于集肤效应产生的等效高频阻抗

就越大。

（3）线圈的绕制范围：

由于共模电感在一个环形磁芯上绕制了两组线圈，为了保证两组线圈的绝缘性能，两组线圈分别占据的

弧度不能超过160度。

（4）温度和应力的影响：

一个共模电感除了磁芯外，还包含了三种材料，线圈、绝缘材料和密封材料（清漆）。

（a）绝缘材料是包裹在磁芯上的，用于使磁芯和电感线圈绝缘。

共模电感在工作时，会有较高的温升，由于绝缘材料有自身的温度限制，很容易因温度过高而损坏，以至影响绝缘性能，所以在选择绝缘材料时，要注意其耐高温的性能。

（b）密封材料是电感线圈绕制完成后，最后一道工序——例如清漆等所使用的材料、灌封的环氧等，用于加强绝缘和防潮。

如果这些密封材料的热膨胀系数与铁氧体材料有差异，就会对铁氧体产生应力。

但是铁氧体材料的性能对机械应力尤为敏感，特别是高导磁率的材料，在很小的应力下，磁导率就会减少许多。

因此在选用密封材料时，一定要使它与铁氧体材料有尽可能相同的热膨胀系数。

（c）在绕制线圈时也会产生较大的应力：

通常在铁氧体磁芯上绕制线圈时，线圈拉得很紧，加之温度变化引起的热长冷缩均会产生较大的应力，影响铁氧体材料的性能。

为了减小由此产生的应力，可在磁芯上垫一种类似橡胶的软材料，以减小应力。

四、输入滤波电路印板设计

印板的布线设计与滤波器所使用的元器件（如：

X、Y电容，共模电感和放电电阻等）的布置有关，在进

行设计时需考虑以下几方面的问题：

（1）滤波器的输入输出线要分开，最好分别从印板的两边引出，以免相互耦合或形成环路，而且引线要尽可能短。

（2）元器件布置要合理，引脚或引线尽可能短而粗。

每个元器件的输入或输出必须严格分开，分别从两侧引出，如果从两侧引出受到限制，输入输出线的夹角也不能低于90度。

电容的管脚间距与焊盘间距应严格相等。

（3）由于流过滤波器电流较大，印板上的线条较宽，走线最好采用网格的形式，这样可减少辐射干扰。

（4）地线尽可能宽，如有可能，可使地线布满所有的剩余空间，当然，布线也应采用栅格的形式。

（5）输入滤波电路部分与其它部分（如输入端子等）相连时，尽可能采用接插件方式进行连接。

五、输入滤波电路的屏蔽和接地

1、输入电路应用屏蔽盒屏蔽起来

一方面，当谐波通过输入电路或输入电路产生振荡时，将会在周围空间产生电磁场；另一方面，当输入电路置身于电磁场环境中时，也容易受干扰。

因此，输入电路最好用导电、导磁性能良好的金属盒屏蔽起来，屏蔽盒金属板的厚度通常在0.5—1mm的范围内；为了散热在屏蔽盒上开的通风孔应为圆孔；屏蔽盒安装在底版上时，要尽可能减小缝隙，确保屏蔽盒与底版的接触良好可靠。

2．输入电路的输入输出线要分开，最好从屏蔽盒的两侧引出，以免相互耦合，而且

引线要尽可能短，避免形成环路。

3、需要接地的元器件和屏蔽盒与大地的接触要良好可靠。

六、测试结果和结论

1、50A单体输入滤波器未做改造前的测试波形如图2.1、2.2所示。

2、采用改进滤波器的测试波形如图3.1、3.2和3.3所示。

3、结论

3．1从测试波形可看出，采用新改进的滤波器以后，EMC性能比以前有很大的提高，辐射和传导均

达到了EMC的限值要求，并还有很大的余量。

说明所提出的优化结构和设计方法是可行的、实用的。

该设计方法已在电源产品中推广使用。

3．2输入滤波电路中可去掉差模电感。

3．3输入滤波电路输入端和输出端可不加Y电容。

图2.1传导测试波形

图2.2辐射测试波形（垂直和水平）

图3.1垂直辐射波形及其对应最高点的值（读点）和频率

图3.2水平辐射波形

图3.3传导波形