基于DSP组合式三相逆变电源单极倍频SPWM研究.docx

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基于DSP组合式三相逆变电源单极倍频SPWM研究

基于DSP组合式三相逆变电源单极倍频SPWM研究

第４１卷第６期电力电子技术

Ｖｏｌ．４１，Ｎｏ．６Ｊｕｎｅ，２００７

２００７年６月ＰｏｗｅｒＥｌｅｃｔｒｏｎｉｃｓ

基于ＤＳＰ组合式三相逆变电源单极倍频ＳＰＷＭ研究

易小强，裴雪军，侯

婷，康

勇

（华中科技大学，湖北武汉４３００７４）

摘要：

针对大功率逆变电源，提出了组合式三相逆变电路结构加单极倍频正弦脉宽调制技术；介绍了利用数字处理器该方案实用可行，试验波形良好，谐波畸变ＴＨＤ＜１％。

ＴＭＳ３２０ＬＦ２４０７实现单极倍频ＳＰＷＭ的具体方法。

试验结果证明，

关键词：

逆变电源；脉宽调制；数字控制中图分类号：

ＴＭ４６４

文献标识码：

Ａ

文章编号：

１０００－１００Ｘ（２００７）０６－００７７－０３

ＳｔｕｄｙｏｆＳｉｎｇｌｅＰｏｌｅＤｏｕｂｌｅＦｒｅｑｕｅｎｃｙＳＰＷＭｏｆＣｏｍｂｉｎａｔｏｒｉａｌＴｈｒｅｅＰｈａｓｅＩｎｖｅｒｔｅｒｏｎＤＳＰ

ＹＩＸｉａｏ－ｑｉａｎｇ，ＰＥＩＸｕｅ－ｊｕｎ，ＨＯＵＴｉｎｇ，ＫＡＮＧＹｏｎｇ

（ＨｕａｚｈｏｎｇＵｎｉｖｅｒｓｉｔｙｏｆＳｃｉｅｎｃｅａｎｄＴｅｃｈｎｏｌｏｇｙ，Ｗｕｈａｎ４３００７４，Ｃｈｉｎａ）

Ａｂｓｔｒａｃｔ：

Ｆｏｒｈｉｇｈｐｏｗｅｒｉｎｖｅｒｔｅｒ，ｔｈｉｓｐａｐｅｒｂｒｉｎｇｓｆｏｒｗａｒｄａｔｅｃｈｎｉｑｕｅｗｈｉｃｈｉｓｔｈｅｃｏｍｂｉｎａｔｉｏｎｏｆｔｈｒｅｅｐｈａｓｅｉｎｖｅｒｔｅｒ，ｃｉｒｃｕｉｔａｎｄｓｉｎｇｌｅｐｏｌｅｄｏｕｂｌｅｆｒｅｑｕｅｎｃｙＳｉｎｅＰｕｌｓｅＷｉｄｔｈＭｏｄｕｌａｔｉｏｎ（ＳＰＷＭ）ｉｎｔｒｏｄｕｃｅｓａｉｄｉｏｇｒａｐｈｉｃｍｅｔｈｏｄｕｓｉｎｇＤＳＰｏｆＴＭＳ３２０ＬＦ２４０７ｔｏｃａｒｒｙｏｕｔｔｈｅｓｉｎｇｌｅｐｏｌｅｄｏｕｂｌｅｆｒｅｑｕｅｎｃｙＳＰＷＭ．Ａｔｌａｓｔ，ｔｈｅｅｘｐｅｒｉｍｅｎｔａｌｒｅｓｕｌｔｉｓａｎａｌｙｚｅｄ．

Ｋｅｙｗｏｒｄｓ：

ｉｎｖｅｒｔｅｄｐｏｗｅｒｓｕｐｐｌｙ；ｐｕｌｓｅｗｉｄｔｈｍｏｄｕｌａｔｅｄ；ｄｉｇｉｔａｌｃｏｎｔｒｏｌ

１引言

在逆变电源的研究中，全数字化处理与控制已

占主导地位。

在主电路的选择上，三相桥式电路的应用广泛，但在大功率逆变电源中，主电路功率器件上的电流比较大，可达数百安培，甚至上千安培。

对此，由于组合式三相逆变电路的结构特点，使其较适合用于大功率逆变电源。

目前，对于脉宽调制技术的研究而言，但无论是采用模ＳＶＰＷＭ技术的应用广泛，拟电路，还是采用数字化电路，要实现这种调制方法都比较复杂。

相对于空间矢量调制方法，单极倍频

且非常实用，针对组合式三ＳＰＷＭ的实现比较简单，

相逆变电路采用单极倍频ＳＰＷＭ方法，其效果也比较好。

因此，介绍了在组合式三相逆变电源中利用ＴＭＳ３２０ＬＦ２４０７芯片实现单极倍频ＳＰＷＭ的方法，并在样机上调试，得出试验波形。

理论和实际应用表明，在组合式三相逆变电路中采用单极倍频正弦脉宽调制技术，方法简单，且容易实现数字控制。

此外，逆变器的输出波形也比较好。

器组成，每个单相变压器的次级有中点相连，因而可用于大电流的船载电源及需要大功率的ＵＰＳ等情况下。

图１组合式三相逆变电源主电路

３单极倍频正弦脉宽调制原理

以单相全桥为例，图２示出单相全桥逆变电路。

图３示出单极倍频正弦脉宽调制驱动信号的形成电路。

单极倍频正弦脉宽调制与单极ＳＰＷＭ图２单相全桥逆变电路控制是完全一样的，只是三角波为双极性三角波。

图４示出单极倍频ＳＰＷＭ电压波形。

在图３中，比较器Ａ的输①当瞬时值ｕｒ＞ｕｃ时，

入端ｕＡ为正；当ＶＴ１有驱动信号ｕｇＶＴ１时，ｕＡ为负，比较器Ａ的输入端ＶＴ２截止。

②当瞬时值ｕｒ＜ｕｃ时，ｕＡ为负；当ＶＴ１截止时，ｕＡ为正，ＶＴ２有驱动信号

比较器Ｂ的输出端ｕＢｕｇＶＴ２。

③当瞬时值ｕｒ＋ｕｃ＞０时，

为正；ＶＴ４有驱动信号ｕｇＶＴ４时，ｕＢ为负，ＶＴ３截止。

④当ｕｒ＋ｕｃ＜０时，比较器Ｂ的输出端ｕＢ为负；当ＶＴ４截

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２组合式三相逆变器主电路

图１示出由３个单相全桥逆变电路组合而成的

一个三相逆变电源主电路，称其为组合式三相逆变电路。

该电路的拓扑结构简单，适合用于大电流应用场合。

由于它特殊的电路结构，即输出端由３个单相变压

定稿日期：

２００６－０９－２０

易小强（１９８３－），男，江西吉安人，硕士研究生。

作者简介：

研究方向为电力电子与电力传动。

第４１卷第６期电力电子技术

Ｖｏｌ．４１，Ｎｏ．６Ｊｕｎｅ，２００７

２００７年６月ＰｏｗｅｒＥｌｅｃｔｒｏｎｉｃｓ

止时，ｕＢ为正，ＶＴ３有驱动信号ｕｇＶＴ３。

当ＣＭＰＲｘ的值大于考正弦波）比较得出ＰＷＭ输出，

对应的ＰＷＭ输出高电平，否则输出Ｔ１ＣＮＴ的值时，

低电平。

然后通过改变ＣＭＰＲｘ的值就能得到不同的ＰＷＭ信号去驱动ＩＧＢＴ开关管。

在软件构造中，程序先将采样得到的三相电压经过坐标转换到ｄ，ｑ轴下，再在ｄ，ｑ轴下进行诸如重复控制、ＰＩ控制等一系列控制后，经２Ｒ／３Ｓ坐标变换到三相，这时得出的三相电压值就是用来控制根据组合式逆变电路ＰＷＭ信号的。

现以Ａ相为例，

的特点，对应Ａ相桥的正弦参考波值放到ＣＭＰＲ１和ＣＭＰＲ４中，设最后得出的Ａ相控制电压为ＵＡ＿ＴＢ，程序实现为：

若ＵＡ＿ＴＢ＞０，ＣＭＰＲ＿ＺＥＲＯ／２＋ＵＡ＿ＴＢ，相当于（Ｔ１ＰＲ／２＋Ｔ１ＰＲ／２）Ｍｓｉｎωｔ（Ｍ为调制比）→ＣＭＰＲ１；ＣＭＰＲ＿ＺＥＲＯ／２－ＵＡ＿ＴＢ，相当于（Ｔ１ＰＲ／２－Ｔ１ＰＲ／２）Ｍｓｉｎωｔ→ＣＭＰＲ４。

ＣＭＰＲ１与ＣＭＰＲ４相当于取反向的参考正弦波。

其中，用ＣＭＰＲ＿ＺＥＲＯ＝Ｔ１ＰＲ，到了ＣＭＰＲ＿ＺＥＲＯ是因为计数器是从零到Ｔ１ＰＲ计数，在单极倍频ＳＰＷＭ中，相当于三角载波是关于Ｘ＝Ｔ１ＰＲ／２对称的，但是正弦波是关于ｘ轴对称的，故加上ＣＭＰＲ＿ＺＥＲＯ／２是用来抬高正弦波，使比较能正常完成，图５示出程序原理图。

单极倍频ＳＰＷＭ波形的计算和输出是在定时器下溢中断中完成的。

图６示出以Ａ相为例的中断子程序流程图。

正半周只有正脉冲电压，负半周只有负脉冲电压，故它是单极性ＳＰＷＭ控制，但是又因其三角波为双极性，在载波比相同时，其输出电压中的脉波数大约比单极ＳＰＷＭ调制时多了一倍，也即用同样的开关频率，单极倍频调制可把输出电压中的脉波数提高一倍，这对减少开关损耗和改善输出电压波形质量都是有益的。

尤其在大功率的逆变电源中，开关损耗比较大，因此在设计中需重点考虑。

这种情况下采用单极倍频ＳＰＷＭ调制对于减少开关损耗效果更加明显［１］。

图４单极倍频ＳＰＷＭ电压波形

４单极倍频ＳＰＷＭ在ＴＭＳ３２０ＬＦ２４０７上的实现

ＴＭＳ３２０ＬＦ２４０７芯片是ＤＳＰ控制器２４ｘ系列的新成员，对电机数字化控制非常有用［２］。

几种先进的外设被集成到该芯片内，以形成真正的单芯片控制器。

ＴＭＳ３２０ＬＦ２４０７芯片带有双事件管理器，高性能

提供多达１６路的模拟输入。

１０位模数转换器，

在ＴＭＳ３２０ＬＦ２４０７上实现单极倍频ＳＰＷＭ的输出途径有：

①通过芯片内部的事件管理器模块生成ＰＷＭ信号；②用软件构造ＰＷＭ信号。

这里采用软件构造法。

ＴＭＳ３２０ＬＦ２４０７有两个事件管理器（，也即共有６个比较单元（ＥＶＡ，ＥＶＢ）ＥＶＡ：

，利用Ｃｏｍｐａｒｅ１￣Ｃｏｍｐａｒｅ３，ＥＶＢ：

Ｃｏｍｐａｒｅ４￣Ｃｏｍｐａｒｅ６）

这６个比较单元可生成１２路ＰＷＭ波形。

这里采用计数器连续增减模式，计数器从零开始连续增计数到

相当于三角载Ｔ１ＰＲ的值，再从Ｔ１ＰＲ连续减至零（

波）。

在此期间，与比较寄存器ＣＭＰＲｘ的值（相当于参７８

图５单极倍频ＳＰＷＭ程序原理图

图中ｕｒ———载波，每个载波的时间为２５６μ—参考波ｓｕｓ——

图６单极倍频ＳＰＷＭ中断子程序流程图

基于ＤＳＰ组合式三相逆变电源单极倍频ＳＰＷＭ研究

５试验控制系统

对于三相组合式逆变电路，该试验选择了三相统一控制。

统一控制将ａ，ｂ，ｃ三相系统等效为ｄ，ｑ旋转坐标系，在ｄ，易ｑ旋转坐标系下控制变量只有两个，于实现数字化控制，程序中要求的存储空间小，速度快。

理论上可实现无静差调节；控制上可省去一个均值环，控制系统简单。

其次，在ｄ，ｑ坐标系下，Ｐ＝ＵｄＩｄ，

可方便地实现有功和无功的瞬时值控制。

Ｑ＝ＵｑＩｑ，

控制方法采用瞬时值反馈控制加重复控制。

为了改善ＳＰＷＭ逆变器输出电压波形的质量，必须引入输出电压瞬时值闭环控制技术，在各种控制方案中，重复控制技术具有明显的优点。

对于重复控制，Ｆｒａｎｃｉｓ和Ｗｏｎｈａｍ提出的内模原理［３］起了重要作用。

内模原理指出，若产生信号的发生器包含在一个稳定的闭环系统中，被控量的输出能无误差地跟踪参考信号。

重复控制器就像一个信号发生器那样，持续提供与实际外部信号相一致的输出信号，以供控制器其它部分作为选择合适的输出控制量时参考。

重复控制充分利用了重复性这一系统扰动的唯一已知特性，控制简单，稳态时可得到很好的波形质

量，而且只需

检测输出电压。

图７示出一个重复控制器［４］的结构框图。

完全抵消扰动的作用，以达到无静差。

恒定的－Δ量，

一个稳定的反馈控制系统，如果前向通道包含有积分环节１／ｓ，则该系统对于阶跃型指令可作到无静差跟踪，同时可完全抵消掉所有作用于积分环节之后的阶跃型扰动对稳态输出的影响。

传统的ＰＩ调节器不仅原理简单，而且非常实用。

Ｐ调节器能快速抑制瞬时扰动；Ｉ调节器能抵消持续扰动。

在此，瞬时值控制器选用了

图８示ＰＩ调节器。

出其结构框图。

图８ＰＩ调节器加重复控制框图

６试验结果

针对上述调制与控制方法，在样机功率为１０ｋＷ的逆变电源上进行了试验。

逆变电源的功率

开关管采用ＩＧＢＴ，开关频率设为３．９ｋＨｚ，额定电压为３８０Ｖ，带阻性负载。

图９ａ示出Ａ相桥１和Ａ相桥２的ＰＷＭ驱动电压ｕｇＰＷＭ１和ｕｇＰＷＭ２试验波形。

可见，ｕｇＰＷＭ１波形是驱动ＶＴ１的；ｕｇＰＷＭ２波形是驱动ＶＴ３的。

图９ｂ，ｃ示出经过１／３分压后带载或空载时Ａ相电压ｕａ和Ａ相电流ｉａ的试验波形。

可见，输出电压约为３７８Ｖ，接近额定电压值。

图９ｄ，ｅ示出突加负载或突减负载时Ａ相电压ｕａ和Ａ相电流ｉａ的试验波形。

可见，在突变负载的情况下，波形仍然比较好，没有较大的振荡，而且对逆变器的冲击也小。

图９ｆ示出谐波分析图。

可见，谐波很小，ＴＨＤ＜１％。

ｚ－Ｎ可控

制延迟一个周期起作用。

设

置ｚ－Ｎ可以等效实现超前环节；用于改进内模；Ｑ（ｚ）

可提供幅值补偿和相位补偿，以保证重复控制系Ｃ（ｚ）

统的稳定性。

但是，重复控制的动态响应欠佳，所以可采用瞬时值反馈控制加重复控制的混合式控制方案予以解决。

检测到误差即扰动信号，立即响应产Ｐ调节器，

生相反的作用，以抵消误差，消除扰动影响，对瞬态扰动，但对持续存在的稳Ｐ能起到很好的抑制作用。

态扰动，一旦Ｐ的调节作用使得系统达到无差，Ｐ的作用消失，扰动又重新起作用，Ｐ则再次响应去抑制误差，如此反复。

因此，Ｐ调节器的响应虽然比较快，但无法达到静态无差，一直处于动态调节过程。

若某时刻系统因扰动作用ｒ（而使输Ｉ调节器，ｔ）出变化了Δ，反馈控制系统检测到扰动作用，则Ｉ调节器以一定的步长累积，直至稳态时，Ｉ作用产生了

图９试验结果

图７重复控制器的结构框图图中ｅ———误差

—一个正弦周期中的采样拍数Ｎ——－Ｎ

—周期延迟环节ｚ—————滤波器Ｑ（ｚ）———重复控制环路补偿器Ｃ（ｚ）———重复控制器在下一周期输出ｕ（ｒ）

的控制量

由试验波形可见，该试验采用的（下转）

７９

Ｐ型ＳｉＣ欧姆接触高温可靠性的研究进展

化学反应，所以接触热稳定性达不到应用的要求［３］。

３．２

加保护层

在欧姆接触