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基于单片机的频率特性测试仪
2009届本科毕业论文（设计）
论文题目：
基于单片机的频率特性测试仪
学生姓名：
所在院系：
机电学院
所学专业：
应用电子技术教育
导师姓名：
完成时刻：
2009年5月27日
摘要
本文主要以单片机为控制核心，设计了一个频率特性测试仪。
文中主要论述了该仪器的结构、工作原理和性能特点。
整个系统主要包括控制电路、数控扫频信号源电路、峰值测量电路、相位差测量电路和数控衰减网络。
该仪器硬件结构简单，软件设计灵活，具有测量范围宽、精度高、利用方便等特点。
关键词:
直接数字频率合成（DDS）;电子测量;幅频特性;相频特性;单片机
FrequencyCharacteristicInstrumentBasedonSingle-chipComputer
Abstract
Thispaperpresentsatypeoffrequencycharacteristictestingmeterwhichisbasedonsinglechipmicrocomputer.Itmainlyexpoundstheinstrumentstructure,workingprincipleandcharacteristics.Thesystemmainlyconsistedofnumericalcontrolcircuit,signalcircuit,sweepingcircuitandCNCattenuationnetwork.Thisinstrument’shardwarestructureandsoftwaredesignflexible,simplewithwidemeasurerange,highprecision.Anditiseasytouse.
Keywords:
DDS;Electronicmeasurement;Amplitude-frequencycharacteristic;Phase-frequencycharacteristic;Single-chipmicrocomputer
Notableofcontentsentriesfound.1绪论
在电路测试中，常常需要测试频率特性．电路的频率特性表现了放大器的放大性能与输入信号频率之间的关系，频率特性测试仪是显示被测电路幅频、相频特性曲线的测量仪器。
传统扫频仪不仅价钱昂贵、体积庞大，而且只能显示幅频特性曲线，不能取得相频特性曲线，更不能打印被测网络的频响曲线，给利用带来诸多不便．为此，设计了一种基于单片机的频率特性测试仪。
在此主要采用集成的直接数字合成波形DDS技术及单片机系统组成外围测量电路设计了一个频率特性测试仪。
该仪器硬件结构简单，软件设计灵活，具有测量范围宽、精度高、利用方便等特点。
2系统整体方案设计
频率特性的大体概念
频率特性指系统传递不同频率的正弦信号的性能，包括幅度频率特性和相位频率特性。
幅度频率特性描述系统对于不同频率的输入正弦信号在稳态情形下的衰减或放大特性；相位频率特性描述系统的稳态输出对于不同频率的正弦输入信号的相位滞后或超前的特性。
测量原理
对于一个电子部件，一个网络或一个系统的频率特性是能够用实验方式测试。
测试方式有点频测量法和扫频测量法。
点频测量法的方框图如图1所示。
测试时，信号源的频率由低至高逐点调节，幅度维持不变，同时别离读出电压表的数值。
然后把信号频率的转变定为横坐标，以电压幅度定为纵坐标，逐点画出各频率点对应的电压值，即能够描画出光滑曲线，即取得被测系统的幅度频率特性曲线。
图1点频测量的方框图
扫频测量法是点频测量法的改良，其方框图如图2所示。
一方面，改良测试信号源，用扫频信号源把逐点调节频率改成逐点扫动频率；另一方面，改良接收信号的指示器，使信号随频率变更的轨迹用示波器直观地显示出来，从而直接取得被测系统的幅度频率特性曲线。
通常把扫频信号发生器、峰值检波器、示波器、频标信号发生器组成一个整体，即为频率特性测试仪，也称为扫频仪。
图2扫频测量方框图
3系统硬件原理框图设计
随着数字测量技术和运算机技术的迅速进展，设计和制作扫频仪的技术条件也愈来愈先进。
本文以单片机为主要控制中心，针对频率特性的扫频测量法从以下三个方面进行入手:
一是测试信号源，运用直接数字合成波形DDS技术将由扫描电压控制振荡频率的正弦振荡器用由单片机控制的数字合成扫频信号源代替；二是测量结果的表达方式，峰值检波器的输出用A/D转换器实现从模拟量到数字量的转换。
将所得数字量通过串口传送给PC机，利用PC机壮大的显示和打印功能实现对被测电路的频率特性曲线的显示和打印。
三是利用PC机壮大的运作能力，对所测得数据进行分析处置，拟合出近似的被测电路频率特性的数学公式和传递函数。
系统的原理框图如图3所示。
图3系统原理框图
测试进程为:
通过PC机上的软面板输入测试信号的频率范围、信号幅度、扫频方式和输入的衰减系数等参数。
单片机通过串口从PC机接收指令和数据，控制扫频信号源产生所需要的扫频信号，同时控制幅度测量和相位差测量而且将数据存储和回传到PC机。
PC机对单片机回传的数据进行分析处置，再在显示器上显示测量结果或在打印机上打印测量结果。
系统主要由以下几部份组成:
控制电路、数控扫频信号源部份、峰值测量电路、相位差测量电路和数控衰减网络。
控制电路以单片机为核心对系统的扫频信号发生电路和信号输入衰减和测量电路进行控制；数控扫频信号源按照控制电路给出的参数产生扫频信号；峰值测量电路在控制电路的控制下测量不同频率对应的输出信号和输入信号的峰值:
相位差测量电路测量不同频率对应的输出信号和输入信号之间的相位差；数控衰减网络是一个由单片机控制的分压电路，实现对输入信号的衰减。
控制电路设计
控制电路主要由最小单片机系统和串口通信接口组成。
单片机通过串口从PC机取得控制参数，再对数控扫频信号源、峰值测量电路、相位差测量电路和数控衰减网络进行控制。
最小单片机系统
在本系统的设计中，为了硬件设计的方便选用C51系列单片机中带有8KFLASH程序存储器的AT89C52单片机组成最小单片机系统。
由于系统要求临时存储大量的数据，需要扩展外部数据存储器，本设计采用4片6264扩展32K的外部数据存储器．由单片机控制的外围器件和电路（存储器6264、DDS芯片AD700八、A/D转换芯片MAX197和数控衰减网络）都具有与微处置器总线兼容的并行接口。
因此单片机组成的最小单片机系统采用并行外围扩展，数据传送由数据总线DB完成，外围功能单元寻址由地址总线AB完成，控制总线则完成传输进程中的传输控制，如读、写操作等。
通信接口电路
本系统中，单片机和PC机之间只是进行近程的小批量的数据通信。
因此，在设计时硬件上采用三线制（RXD、TXD、GND）软件握手方式，即将PC机和单片机的“发送数据线（TXD）”与“同意数据线（RXD）”交叉相连，二者的地线（GND）直接连接，而其它信号线如握手信号线等均不利用，而采用软件握手。
由于RS232C是为增进公用电话网络进行数据通信而制定的标准，其逻辑电平对地是对称的，与TTL逻辑电平完全不同。
RS232C标准的逻辑“0”电平规定为+5到+15V之间，逻辑‘1’电平规定为-5到-15V之间。
因此，将PC机串口和单片机的串口的RXD和TXD交叉连接时必需进行电平转换。
MAX232芯片是MAXIM公司生产的包括两路接收器和驱动器的IC芯片，其内部有一个电源电压变换器，能够把输入的+5V电压变换为RS232C所需要的+10V和-10V电压。
所以采用此芯片只需单一的+5V电源就可以够，电路简单。
PC机与单片机串口通信硬件连接如图4所示。
图4 PC机与单片机串口通信硬件连接
在图4中MAX232芯片的外接电容C一、C二、C3、C4及V+，V-是电源变换部份。
在实际应用中，器件对电源噪声很敏感。
因此对地须加去藕电容C5，其值为。
电容C一、C二、C3、C4取一样数值的电解电容，用以提高抗干扰能力。
芯片的T1in，T2in能够直接接TTL/CMOS电平的MCS-51型单片机的串行发送端TXD；R1in，R2in能够直接接PC机的RS232C串口的发送端TXD；T1out，T2out能够直接接PC机的RS232C串口的接收端RXD；R1out，R2out能够直接接TTL/CMOS电平的MCS-51型单片机的串行接收端RXD。
数控扫频信号源的电路设计
在频率特性测试仪的设计中，扫频信号源的质量具有重要的意义。
无论是模拟式扫频仪，仍是虚拟扫频仪，都要求扫频信号的频率能够按必然的模式逐点调节。
为此，本设计当选用直接数字合成（DDS）芯片作为扫频信号源的核心芯片。
由单片机对直接数字合成（DDS）芯片进行控制，组成一个频率和幅度都可控的扫频信号源。
目前DDS专用芯片较多，一般频率越高，则价钱越高，从本钱考虑，这里选择AD7008系列中20MHz芯片，若是考虑工作频率覆盖短波频率，可选择AD7008-50MHz和AD9850（工作频率为100MHz），也可选择Q2220、Q2330等。
直接数字合成芯片AD7008介绍
AD7008是采用先进的直接数字合成（DDS）技术，推出的高集成度DDS频率合成器。
它内部包括可编程DDS系统、高性能10位DAC、与微机的串行和并行接口和控制电路等，能实现全数字编程控制的频率合成器和时钟发生器。
若是接上精密时钟源，AD7008即可产生一个频率和相位都可编程控制模拟正弦波输出。
按照需要还能够对此信号进行调频、调相或调幅控制。
此输出信号可直接用作频率信号源或转换方波以作时钟输出。
AD7008接口控制简单，能够用8位或16位并行口或串行口直接输入频率、相位、和调幅幅度等控制数据。
32位频率控制字在20MHz时钟时的输出频率分辨率可达，最大输出频率可达6MHz，器件采用CMOS低功耗工艺，不需信号输出时还可通过硬件或软件设置为低功耗方式。
其最大输出电压、电流值别离为1V、20mA，采用单一正5V电源供电及44脚PLCC封装形式。
AD7008包括三个主要部份:
第一部份是由一个32位相位累加器、一个余弦/正弦表、一个10位的D/A转换器和两个频率、一个相位和两个幅度调节寄放器组成的可编程DDS数字合成系统；第二部份是用于设置AD7008的工作模式的一个命令寄放器和幅度调制单元；第三部份是并、串行接口及控制电路，用来和微机接口，以实现对频率、相位和幅度调节寄放器的写入修改。
AD7008与单片机的接口电路
图5是AD7008和单片机接口的实现电路，该接口采用并行8位接口方式。
AD7008的低8位数据线与单片机的数据总线相连。
写控制（
）和片选（
）相连后接单片机系统的一个片选信号（该片选信号的对应的地址空间为:
8000H-9FFFH）；AD7008的寄放器载入控制LOAD与单片机系统的一个片选信号（该片选信号的对应的地址空间为:
C000H-DFFFH）通过“非门”连接。
图5AD7008与单片机的接口电路
AD7008的D15-D0是数据总线。
D7-D0是用16位输入端口向32位并口寄放器写数据的低8位，D15-D8是高8位，当数据总线配置成8位总线模式时，D15-D8要接地，本接口电路中利用的是8位总线模式。
RESET是AD7008的寄放器复位控制端口，输入高电平有效，复位所有寄放器为0，同时停止输出。
在本接口电路中AD7008的复位控制RESET与单片机的相连，因此通过单片机向口输出高电平能够对AD7008进行复位控制。
SLEEP是低功耗休眠控制，当它为高电平时，芯片进入低功耗休眠模式，内部时钟被禁止，DAC电流源关闭，在内部命令寄放器中的SLEEP位具有一样的控制功能。
FSELECT为频率选择，当FSELECT=0时，频率输出决定于FREQ0寄放器的值；当FSELECT=1时，频率输出决定于FREQ1寄放器中的频率码。
AD7008输出的正弦信号的频率与频率寄放器中的值和时钟频率的关系为:
（1）
式中，时钟频率
取20MHz，故有频率分辨率为
=，
为频率寄放器中的频率码，长度为32位。
可见，利用AD7008（20MHz）的频率分辨率近似为，本系统中取。
LOAO是数据装载允许脚，只有当它为高电平时，由TC3-TC0地址总线选中的寄放器才允许写入数据。
TC3-TC0为传输地址控制总线，用来决定数据传输进程中利用的目的寄放器和源寄放器（见表1）。
源寄放器能够是并行口寄放器或串行口寄放器，目的寄放器能够控制寄放器（见表2）中的命令寄放器（COMMANDREG），频率0寄放器（FREQ0REG）、频率1寄放器（FREQ1REG）、相位寄放器（PHASEREG）、调幅寄放器（IQMODREG）中的任何一个。
TC3-TC0应先于LOAD的上升沿有效，而且在LOAD处于高电平时不能改变。
命令寄放器只能从并行口寄放器装入。
表1源寄放器和目的寄放器
表2控制寄放器
为参考电压输入引脚，在它与VAA之间应接一个的去藕电容，芯片内部有一个的参考电压，若是需要也可之外接参考电压。
FAADJUST是满量程调整引脚，DAC的满量程电流输出决定于连接在FSADJUST与地之间的量程调整电阻
的阻值，
与满量程电流输出之间的关系为:
（2）
通常
取典型值390欧姆，满量程输出电流为20mA。
IOUT和
为DAC输出引脚，相当于一个高阻抗电流源。
负载电阻连接在工OUT与地（AGND）之间，将输出电流信号转换为电压信号，
直接与模拟地（AGND）连接或通过一外接电阻与模拟地（AGND）连接。
在本电路中，在IOUT与地（AGND）之间连接一个阻值为欧姆的电阻，因此输出满量程电压为:
（3）
低通滤波器设计
AD7008实际上是利用相位累加器进行相位累加，通过查找表取得幅度值，通过一个10位D/A转换取得正弦波。
由于含有D/A转换，因此存在必然的高次谐波分量干扰，输出一般要用低通滤波器进行滤波处置。
为了消除输出信号中的高次谐波，一般采用衰减特性陡直的椭圆滤波器。
这里采用C0720型椭圆低通虑波器，其结构如图6所示。
图6低通滤波器
滤波器的输入电阻、输出电阻均为50欧，与AD7008的输出相匹配。
考虑到奈奎斯特抽样定律，DDS的输出频率一般取时钟的三分之一，故本设计的最高输出频率6MHz，因此滤波器的截止频率为6MHz。
具体参数如图6所示。
信号放大输出电路
AD7008的满量程输出电流为20mA，能输出的最大电压为1伏。
为了提高输出正弦信号的幅度，必需对滤波器的输出信号进行放大处置。
图7所示为信号放大输出电路。
图7信号放大输出电路
在图7中，电压放大部份采用宽带运算放大器0PA606。
该运算放大器的单位增益带宽典型值为13MHz，转换速度典型值为35V/us。
在本电路中，OPA606接成反相放大电路，电阻R13、R11的阻值别离为5K和1K，增益为-5V/V，输入与输出反相，带宽大于2MHz；在信号频率为1MHZ，增益为-5V/V（即输出最大幅度约为5V）时输出电压的最大转变速度为:
（4）
在（4）式中，
为输出电压信号（在本电路中是正弦信号），
为正弦电压信号的幅值，
为正弦信号的频率。
0PA606转换速度典型值为35V/ps，大于信号的最大转换速度ps，能够知足本仪器对输出扫频信号的要求。
由于OPA606输出电流典型值为10mA，驱动能力不够，为此在电路中利用了一个缓冲放大器EL2001。
EL2001是一种低功耗、宽带、高转换速度的单片缓冲放大器。
该器件的输出电流能够达到100mA左右，能够知足本仪器对输出扫频信号的要求。
缓冲放大器EL2001的输出分两路，一路输出作为被测网络的鼓励，一路直接连相位测量和幅值测量电路。
在本仪器中，对输入信号和输出信号的幅值都进行测量，如此能够消除被测电路作为负载对扫频信号源输出幅值的影响。
相位测量电路设计
相位测量原理框图
相位是周期信号的一种重要的波形参数。
在生产和研究中，常常要测量信号的相位，相位测量一般是指比较两个相同频率的振荡信号，测量它们之间的相位差，即相对相位。
本文提出一种基于单片机的相位测量方式，实现电路简单，易于对测量数据进行处置和与其它设备进行通信。
图8是以51单片机为核心的相位测量方式的结构原理图。
图8相位测量原理图
它的大体原理是将相位差转换为时刻，然后用单片机来测量时刻距离。
如图8所示，被测信号el（t）、e2（t）经整形电路形成方波，方波的上升沿和下降沿别离与振荡信号的正负过零点对应。
整形电路的输出均分为两路，一路送异或门，异或门输出矩形脉冲的脉宽下与相位中成比例。
在复合门上用高频时钟脉冲对相位脉冲进行刻度，即用异或门的输出脉冲来控制周期固定的高频时钟脉冲的通过。
复合门的输出经闸门和分频器后送单片机的计数器，在单位时刻内的计数值N正比于
，如此相位的测量就转化为数字化的时刻测量；另一路别离送D触发器的输入端口和时钟端口，D触发器的输出送单片机的端口用来区分超前相角和滞后相角。
测相电路硬件设计
在对两路正弦信号的相位差进行测量之前，需要通过整形电路将正弦信号变换为矩形波。
在本设计中测相前信号的整形电路选用宽频带正弦波一矩形波变换电路，如图9所示。
在图9所示电路中场效应管源极跟从器的接入是为了消除变换电路对信号源的影响。
正弦波经图9所示的整形电路变换为方波后送到一测相逻辑电路，测相逻辑电路如图10所示。
图9正弦波整形电路
图10测相逻辑电路
幅值测量电路设计
测量正弦信号的幅度值，能够通过将被测信号离散化，通过信号幅值与其自相关函数零点之间的关系求解，但将增加A/D部份的硬件本钱。
本系统中，采用峰值检波器检测并维持信号的幅值，然后通过A/D转换将信号的幅值转化成数字量。
峰值检测电路
任意一个周期性交变电压U（t）在一个周期内所能达到的最大值，称为该交变电压的峰值。
峰值电压的测量方式常常利用的有:
检波法、比较法、和采样法，其中检波法是最通用的。
正弦信号的幅值的大劣等于正弦信号的峰值的大下。
本系统的设计中采用检波法测量正弦信号的峰值，峰值检波器检测并维持一段时刻内被测正弦信号的峰值，后续电路对峰值进行A/D转换，实现对正弦信号峰值（幅值）的测量。
峰值检波器的大体电路由二极管和维持电容组成，其电路如图11所示。
图11峰值检波器大体电路
当复位开关S断开时，若
>
，二极管D导通，输入信号通过二极管对电容C充电，输出电压
自动跟踪输入信号的峰值。
若
<
，二极管D反偏截止，电容C维持峰值电压，直到复位开关S闭合，电容迅速放电，接着复位开关S断开又开始新的峰值检波。
峰值检波器要实现对输入电压的峰值的跟踪和维持，必需知足下列峰值检波条件:
RC>>
（5）
RC>>T（6）
在以上两式中，R为检波器的负载电阻（即电容器的放电电阻）；C为检波器的维持电容；
为二极管正向电阻（即电容器的充电电阻）；T是被测电压的周期。
峰值检波器能够检测并维持输入电压的峰值是在假设式（5）和（6）的峰值检波条件取得知足的前提下实现的。
实际上，（5）式只是一种定性的描述，且知足的程度不同，
与
的接近程度也不同。
可是，二者的不同永久不可能等于零，不然检波器中就无法维持充电和放电电流，检波器也就不能工作了。
这就是理论方式上的误差，造成此错误的本源在于电容上必需有充放电进程。
电容器两头的平均电压
必然比被测电压的峰值
小，其差值
的大小与
的比值有关，理论上的相对误差为:
（7）
以上就（5）式不能完全知足而引发的理论误差。
从式（7）能够看出，峰值检波器的理论误差为一项负的误差，检波电路肯定后，此项误差也就肯定了。
一样由于（6）式概念的不够严格，造成了检波器产生频率。
上述（6）式的物理意义为:
电容器C在专门快充电以后，放电时刻常数应比被测电压的周期T大得多，以便保证下一次充电开始时，电容器上得电压下降得很少。
当被测电压得频率很低时，式（6）的知足存在困难；也就是说，为了知足峰值检波条件，被测电压的频率下限受到必然的限制。
检波器的低频误差为:
（8）
在（8）式中f是被测电压的频率。
（8）式表明，低频误差是一项负的系统误差，在检波元件一按时，随着工作频率的降低，低频误差的绝对值降增加。
为了在必然误差范围内扩展检波器工作频率的下限，应选大的放电回路电阻和电容。
由于二极管的非线性特性，而且二极管导通时两头存在一个电压降，这给检波器带来了较大的误差。
利用带运算放大器的峰值检波器能够校正二极管的非线性，原理电路如图12所示。
在输入端加上正向电压
，二极管Dl导通，形成全负反馈，若放大器的开环增益无穷大，则
跟踪输入即有
=
，因此电容C上的电压即为输入电压。
当
>
时，运放形成一个跟从器；当
<
时，二极管Dl截止，电容上的电压
维持不变。
二极管D2用来避免运放在二极管D1截止时发生深度饱和，同时又能够减小D1的反向偏压。
图12带运算放大器的峰值检波器
在本系统中要求对峰值检波器能够对1Hz到1MHz的正弦电压信号的峰值进行检测和维持。
在图12所示的带运算放大器的峰值检波器中，影响速度的主要原因是运放的频带不够宽，摆率小、输出电流不够大。
因此放大器的输出不能迅速跟踪输入信号电压的转变。
为了提高检波器的工作频率，除选用高速运算放大器外，更重要的是缩短检波进程的时刻，即维持电容的充电进程要短（充电时刻常数要小）。
通过用较大的电流源维持对电容充电，能够缩短跟踪输入信号电压的时刻。
为了扩展检波器工作频率的下限，需要增大维持电容的放电回路（不是复位回路）电阻，从而使维持电容的放电进程延长（放电时刻常数增大）。
在检波器的输出端用跟从器能够大大增加维持电容的放电回路的电阻。
本设计中利用的峰值检波器如图13所示。
该检波器由高速比较器Al，场效应开关管，场效应管输入级的高速运算放大器A2，恒流源和一个高质量的维持电容组成。
该峰值检波器能够精准测量重复信号的峰值和任何单个窄脉冲信号的幅值。
电路能够对频率为2MHz以下，峰值信号幅度为20毫伏到10伏的信号进行峰值检测和维持。
图13高速峰值检波器
在图13示电路中，当
<
时，比较器A1输出高电平，使T2断开，T3导通，由场效应管T1组成的电流源对维持电容C进行恒流充电，
迅速升高。
A2是高输入阻抗的高速运算放大器，它能够保证整个电路的工作速度和减少维持电容C上的电荷泄漏，因此，A2的输出
能够快速地跟踪
的转变。
当
>
时，恒流源电流经T2流入Al，电容C将维持信号峰值。
当对电路输入复位控制信号时，继电器开关闭合，维持电容C通过开关S放电，能够开始下一次峰值检测。
在本系统中，为了提高测量地准确度，对输出信号和输入信号地幅值都进行测量，因此设计中利用了两路相同的峰值检测电路。
A/D转换器MAX197介绍
本设计当选择带多路转换器和锁存器的MAX197型A/D转换芯片。
MAX197是一种高速（100K）、12位、8通道的模数转换芯片。
该芯片的每一个通道都能够通过软件编程来设置各自的跟踪维持（T/H）电路；能够通过编程来设置内、外时钟，8+4并行接口和内部参考电压和外部参考电压的选择；能够通过编程设置输入信号范围:
士10V，士5V，0-10V，0-5V；引脚说明如表3所示。
表3 MAX197的引脚说明
MAX197和单片机的接口电路
在本系统中，只利用MAX197的两路模拟输入通道，采用内部时钟模式，参考电压也利用MA
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