iw1710规格书中文版.docx
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iw1710规格书中文版
IW1710机翻中文版
IW1710
数字PWM电流模式控制器，应用准谐工作模式
产品特点
原边反馈简化了设计，并去除了光耦
准谐振模式，提高的整体效率
EZ-EMI®设计，轻松满足全球EMI标准
高达130kHz的开关频率，适用于小尺寸变压器
极为严格的输出电压调节
无需外部补偿元件
符合CEC/EPA空载功耗和平均效率规定
内置输出恒流控制与初级侧反馈
低启动电流（典型值10μA）
内置软启动
内置短路保护和输出过压保护
可选的AC线路欠压/过电压保护
轻负载时工作在PFM模式
电流检测电阻短路保护
过温保护
说明
iW1710是一款高性能的AC/DC电源控制器，它采用数字控制技术，打造峰值电流PWM模式反激式电源。
iW1700工作在准谐振模式，在重负载提供高效率，以及一些关键的内置保护功能，同时最大限度地减少了外部元件数量，简化了EMI设计，降低材料成本的总费用。
iW1710不再需要次级反馈电路，同时实现出色的线性和负载调节。
它在去除了环路补偿元件的同时保证稳定的工作。
脉冲波形分析使环路响应是比传统的解决方案快得多，从而提高了动态负载响应。
内置电流限制功能可优化变压器设计，通用的离线应用程序在很宽的输入电压范围。
在轻负载时超低的工作电流和和待机功率，保证iW1710是新管理标准和平均效率应用的理想选择。
应用
典型应用电路
引脚说明
引脚
名称
类型
说明
1
NC
-
悬空脚
2
VSENSE
模拟输入
辅助电压检测（用于初级端调节）
3
VIN
模拟输入
输入端电压平均值检测
4
SD
模拟输入
外部关断控制。
通过一个电阻连接到地，如不使用见
5
GND
地
地
6
ISENSE
模拟输入
初级电流检测（用于逐周期峰值电流控制和限制）
7
OUTPUT
输出
外部MOSFET管栅极驱动。
8
VCC
电源输入
控制逻辑的电源和电压检测的上电复位电路。
额定最大值
参数
符号
数值
单位
VCC直流电压范围（PIN8VCC）
VCC
~18
V
直流电源电流（PIN8VCC）
ICC
20
mA
MOSFET栅极驱动（PIN7OUTPUT）
~18
V
电压反馈（PIN2VSENSE）
~4
V
输入端电压检测（PIN3VIN）
~18
V
SD输入（PIN4SD）
~18
V
功耗TA≤25℃
PD
526
mW
最高结温
TJMAX
125
℃
工作温度
TSTG
-65~150
℃
结到环境的热阻
θJA
160
℃/W
防静电等级
2000
V
闩锁测试
±100
mA
电气特性
VCC=12V-40℃至85℃
典型性能特性
功能框图
工作原理
iW1710采用了专有的初级侧控制技术，去除了光耦反馈和传统设计所需的二次调节电路的数字控制器。
使AC/DC适配器的低成本得以降低。
在高负载时iW1710采用临界连续导电模式（CDCM）和脉冲宽度调制（PWM）模式，在轻负载时切换到脉冲频率调制（PFM）模式，使功耗降至最低，以满足规范。
此外，iWatt公司的数字化控制技术，实现了快速的动态响应，严格的输出调节，以及初级侧控制，多项保护电路功能。
参照图中，基于所述线路电压和输出电压的反馈信号，数字逻辑模块产生的导通和关断的信号控制开关，并以此来动态地控制外部MOSFET的电流。
系统环路通过数字误差放大器内部补偿。
充足系统的相位和增益裕度是由设计保证，且不需要外部模拟组件的环路补偿。
iW1710采用了先进的数字化控制算法，以减少系统设计时间，提高可靠性。
此外，iW1710能精确控制的次级电流，且无需任何次级侧检测电路。
内置的保护功能包括过压保护（OVP），输出短路保护（SCP）和软启动，交流线路欠压保护，过电流保护，和ISENSE故障保护。
如果它检测到它的任何检测引脚被打开或短路也iW1710自动关闭。
iWatt公司的数字化控制方案，专为满足电源转换设计所面临的挑战和权衡。
这项创新技术非常适用于新法规对于节能模式要求的实用设计，如最低的成本，最小的尺寸和性能最高的输出控制。
引脚说明
PIN2VSENSE
从辅助绕组感应信号输入。
用于调节次级输出电压的反馈电路。
Pin3VIN
通过分压电阻从整流线路获取输入端电压信号，用于输入欠压和过压保护。
及在启动时给IC供电。
Pin4SD
外部关断控制。
如果不使用关断控制，该引脚通过一个电阻连接到GND。
（详见）
Pin5GND
地
Pin6ISENSE
初级电流检测。
用于周期峰值电流循环的控制。
Pin7OUTPUT
MOSFET栅极外部开关驱动。
Pin8VCC
IC电源，当电压到12V时IC启动，低于6V时IC关机。
去耦电容应连接在VCC和GND。
开机
在启动之前VIN引脚可通过VIN和VCC之间的二极管给VCC电容充电（见图）。
当VCC完成充电且电压高于启动阈值时VCC（ST），激活逻辑控制，打开VIN的ENABLE开关以及数模转换器，检测输入电压。
一旦VIN引脚的电压高于VINSTLOW，iW1710启用软启动功能。
一种在启动状态的自适应的软启动控制算法。
在启动时，初始输出脉冲将从小逐渐变大，直至完全脉冲宽度。
峰值电流的限制由电流峰值比较器（IPEAK）逐周期检测控制。
如果在任何时间VCC电压低于VCC（UVL）阈值，则所有的数字逻辑复位。
此时的VIN开关关断，使得VCC电容可以充电,重新达到启动阈值。
了解主反馈
图显示了一个简化的反激式转换器。
当开关Q1导通（TON），能量Eg（t）被存储在电感LM中.整流二极管D1被反向偏置，电流IO通过次级电容CO给负载供电。
当Q1断开时，D1导通，存储的能量Eg（t）传递到输出端。
为了精准地调节输出电压，需要非常精确检测到输出电压和负载电流。
在DCM模式的反激转换器中，该信息可以通过辅助绕组来获取。
在Q1导通期间，负载电流由输出滤波电容器CO供给。
假设Q1两端的电压降为零，LM两端的电压VG（t）以及Q1的电流的上升斜率为：
在导通时间结束时，电流上升到：
该电流的储能量：
当Q1截止，LM中的IG（T）强制反转所有绕组的极性。
忽略在关断的瞬间所造成的漏感LK，初级电流转移到次级处的峰值幅度：
假设次级绕组为主绕组，辅助绕组为副绕组：
辅助电压由下式给出：
图反映了输出电压。
在负载上的电压不同于二极管压降和IR损耗的次级电压。
二极管压降电流的函数，因为是IR损耗。
因此，如果次级电压总是读在一个恒定的次级电流，输出电压和次级电压之间的差值将是一个固定的ΔV。
此外，如果电压可以当二次电流较小读取;例如，在辅助波形的拐点（见图），则ΔV也将是小的。
与iW1710，ΔV可以忽略。
iW1710实时波形分析器读取辅助回路的周期波形的一部分，产生一个反馈电压VFB。
该VFB信号精确地表示输出电压，并用于调节输出电压。
恒压模式
经过软启动之后，数字控制模块测量到输出条件。
它确定输出功率电平，根据负载调整控制系统。
如果这是在正常范围内，器件工作在恒压（CV）模式，并改变脉冲宽度（TON）和关闭时间（TOFF），以满足输出电压调节的要求。
根据不同的线路和负载条件，在此模式下的PWM开关频率为30kHz和130kHz之间的。
如果检测到VSENSE上的电压小于V，则判定变压器的辅助绕组可能是开路或短路，iW1710将关闭。
瞬态动态负载
有三种情况构成在负载瞬态期间的电压下降。
VDROP（电缆）电压的下降是由于电流会通过增加的连接器或电缆。
影响负载瞬态电压下降的第二成分为VDROP。
VSENSE的信号能够显示输出电压的显著下降。
这是由值Vmin，或检测到负载瞬态的参考电压决定。
Vmin越小这个电压就越小。
请记住，较小的Vmin比一个较大的Vmin使VSENSE容易受噪音干扰和失真。
在电压的最终压降是由于从当VSENSE下降值Vmin出现的下一个VSENSE的信号时的时间。
在最坏的情况下，这是多少电压期间最长的切换期间下降。
在这种情况下，较大的输出电容大大减小了VDROP（IC）的。
当iW1710检测到的输出电压比额定输出电压更高时，就增大开关周期从而降低输出电压。
TPERIOD（CLAMP）指的是从高于额定输出电压到检测到iW1710切换至额定输出电压的时间。
快速的负载变化时，输出电压可能没有及时调整。
因此，对于这种情况下，当电源变为从空载到重负载之前输出电压稳定TPERIOD（CLAMP）替代TPERIOD（PFM在公式。
谐振开关模式
为了降低MOSFET的开关损耗和EMI，IOUT为50％以上时iW1710采用谐振开关模式。
在谐振开关模式，MOSFET开关的导通点处于穿过漏极和MOSFET的源极谐振电压的最低点（参见图）。
开关在VDS最低时，开关损失将处于最小。
以最低的VDS打开MOSFET产生最低的dv/dt，而谐振开关模式也可减少电磁干扰。
限制开关频率范围，当开关频率变得过高iW1710可能跳过谷部（见于图的第一个循环）。
iW1710在恒流模式时处于谐振开关模式。
因此，在恒流模式时EMI和开关损耗仍然是最小的。
这个功能是优于仅在恒压模式期间支持谐振开关模式的其他准谐振技术。
对于如充电器等主要工作在CC模式电源是有益的。
恒流模式
对在恒流模式（CC模式）在电池充电应用是有用的。
在这种模式下，iW1710将保持输出电流的恒定，而不管输出电压，同时避开了连续传导模式。
iW1710通过主电流检测间接地检测负载电流以保持恒流。
初级电流由ISENSE引脚通过从MOSFET的源极接地的电阻器进行检测。
轻载时工作在PFM模式
负载电流大于10％时W1710工作在固定频率的PWM模式和断续模式。
当负载电流减小时，导通时间tON也将减小。
当负载电流下降到10％以下时，控制器转换到脉冲频率调制（PFM）模式。
然后，导通时间由线电压进行调制，并在关断时间由负载电流调制。
负载电流增大时设备会自动返回到PWM模式下的。
变频运行
在每个开关周期，都会检测VSENSE的下降。
如果没有检测到VSENSE的下降沿，关断时间将延长，直到VSENSE的下降沿被检测到。
允许的最大变压器复位时间为120微秒。
当变压器复位时间达到最大值复位时，iW1710立即关闭。
内部回路补偿
iW1710集成了一个内部数字误差放大器，对外部环路补偿没有要求。
在一个典型的电源设计中，环路稳定性有保证，以提供至少45°的相位裕量和-20dB增益裕量。
电压保护功能
iW1710包括防止输入欠压（UV）和过压输出功能（OVP）。
输入电压是由VIN引脚监测，输出电压由VSENSE引脚监测。
如果在这些引脚上的电压超过各自的欠压或过压阈值的iW1710立即关闭。
然而，IC仍偏向释放VCC电源。
一旦VCC低于UVLO阈值时，控制器复位，然后启动一个新的软启动周期。
控制器继续尝试启动，直到故障排除为止。
PCL，OC和SRS保护
峰值电流限制（PCL），过流保护（OCP）和检测电阻短路保护（SRSP）是内置入iW1710特征。
iW1710的ISENSE引脚能够监视初级峰值电流。
逐周期进行峰值电流的控制和限制。
当检测到初级峰值电流乘以ISENSE检测电阻大于V时，IC将立即关闭栅极驱动器，直到下一个周期。
在下一周期中输出驱动器将发出转换脉冲，开关脉冲将继续，如果未达到所述OCP阈值，开关脉冲将关闭。
如果ISENSE检测电阻短路，没有检测到过电流情况会有潜在的危险。
因此，IC被设计成检测到检测电阻短路后，保护功能立即被启动，关断开关。
将VCC的电量释放掉，一旦VCC低于UVLO阈值时，控制器复位，然后启动一个新的软启动周期。
控制器继续尝试启动，但不完全的启动，直到故障被清除。
关闭
iW1710关机（SD）引脚提供的保护功能：
防止过热（OTP）和额外的过压保护（OVP）。
iW1710会在监测过热故障和过压故障间切换。
iW1710SD引脚连接一电流并流过NTC检测电阻，通过检查引脚上的电压以确定过热情况。
每周期都对SD引脚进行过温保护和过热保护检测，如在图示出
SD引脚连接一个连接到地的电阻RSD到芯片内部来进行过电压监测。
10设计实例
设计流程
本实例给出了iW1710反激式转换的设计过程。
参见图的应用电路。
此适配器的设计目标如表。
符合UL，IEC，和CEC的要求。
确定产品型号
确定RVIN电阻
确定匝数比
确定VIN导通时间
确定励磁电感
确定初级匝数
确定次级匝数
确定辅助绕组和Vcc电容
确定Vsense的电阻
绕制变压器
确定电流检测电阻
确定输入电容
确定输出电容
确定缓冲网络
确定电流检测滤波器
完成
参数
符号
范围
输入电压
VIN
85~265V
频率
fin
47-64Hz
待机功耗
PIN
100mW
输出电压
VOUT
12V
输出电流
IOUT
输出纹波电压
VRIPPLE
＜100mV
输出功率
POUT
15W
效率
η
80%
确定产品型号
根据设计规范，选择最适合的部分的设计。
有关选项的详细信息，请参阅第节。
在下面的计算中，其中VFD的输出二极管的正向电压使用方程为VOUT。
在这个例子中，没有电缆，所以VCableDrop为0V，假设VFD是，VOUT为：
VOUT=12V+0V+=
输入选择
VIN电阻器进行选择，主要按比例降低输入电压的集成电路。
在IC输入电压默认比例因子为，该管脚的内部阻抗ZIN（25KΩ）。
因此，在VIN电阻应等同于
从方程，理想RVIN应为MΩ，较低的RVIN值可以减小电源的启动时间。
RVIN的值会影响IC的（VINTON）的范围。
对于这个例子RVIN被选择为Ω因此
请记住，改变RVIN其它阻值时，启动的最小和最大输入电压也被改变。
由于iW1710采用VIN来检测输入电压，应在输入引脚VIN使用电容来过滤掉可能出现的信号噪声。
这对于在浪涌状态下的线路尤其重要。
匝数比
在PFM模式下的变压器最大主次级匝比由最小可检测的复位时间来确定。
TRESET（min）设定为
在这个例子中匝比选择设为6。
记住在谐振模式中，较高匝比具有较低的VDS导通电压，这意味着较少的开关导通功率损耗。
还要考虑高匝比对对MOSFET（VDS）的电压应力增加的影响。
以及低匝比对输出二极管上的电压应力增加影响。
最大输入伏秒值VINTON
传统的设计方式是，最大输入伏秒值要满足在满负荷和最低输入电压条件。
因此iW1710的VINTON要满足公式和的约束
TRES如图VDS的谐振周期。
TRES可估计为约2微秒为起点，然后调节电源被测试之后。
在满足这两个条件后（VINTON）最大可通过公式确定
VINDC（min）是大容量电容的最小输入电压。
为了避免在正常工作期间输入欠压检测，VINDC（min）应高于输入欠压关断限制进行设定。
假设TRES为2μs，然后
留一定的余量，我们在方程设VINDC（min）为79V
另外，为了保证足够的余量值，通常是：
由于我们计算的534V·微秒为我们的VINTON，我们有足够的余量。
励磁电感
iW1710的一个特点是励磁电感对CC曲线缺乏依赖。
尽管恒定电流限制不依赖于励磁电感，但励磁电感对其仍有限制。
电源的最大输出功率需通过LM来调节。
这由下式给出：
ηX是变压器的效率，在本例中我们假定它是87％。
最小LM由最大初级峰值电流决定。
最大ISENSE电压对应VREG-TH。
RIsense计算见。
因此，LM的下限为：
在这个例子中，我们选择LM为mH的。
如果这些限制不给予LM足够的宽度，增加（VINTON）MAX可提高对LM的上限。
注意，不要超出上面（VINTON）MAX的限制。
另外，请记住，如果（VINTON）MAX不满足方程和，则不满足满负荷和最低输入电压的条件限制，这些方程也见失效。
初级绕组
为了保证变压器饱和时，必须不能超过最大磁通密度。
因此，最低初级绕组必须满足
BMAX是最大磁通密度，AE为磁场面积。
从变压器铁芯数据，我们发现，在这个例子中BMAX为300mT。
AE是平方毫米,对应的磁芯规格为EE19
在这个例子中，初级匝数选择90。
次级绕组
从初级绕组的匝数，得到次级绕组。
因此，在我们的例子：
辅助绕组和VCC电容
iW1710偏压绕组提供的VCC应低于16V，确保正常工作期间VCC不超过16V
设定VCC约为10V
选择的NBIAS要接近这个数字，在这个例子中，我们选择12圈。
VCC电容（CVCC）在正常工作时给IC供电，并在启动之前检测其电压以确保在启动和运行的电压范围。
启动时间是多快由此电容充电情况决定。
VSENSE电阻和绕组
输出电压调节主要由反馈信号VSENSE确定。
在IC内部，VSENSE比较参考电压VSENSE（标称值）。
其中，VSENSE（标称值）为V
从这里我们可以找到需要的RBVsns和RTVsns的比例。
在这个例子中，我们设置RTVsns为24kΩ。
假设VSENSE与VCC我们使用相同的绕组：
此时已经完成变压器的设计，我们需验证变压器是否合乎要求。
电流检测电阻
Isense电阻决定电源的最大输出电流。
输出电流的电源的情况。
当输出的最大电流是时，在ISENSE引脚的电压（visense）应达到最大。
因此，在恒定电流时
在此方程中带入
iw1710的KC是伏，因此RIsense取决于最大输出电流
从表给出了输出电流为，因此，RIsense是
我们建议RIsense使用±1%公差的电阻
输入大电容
输入大电容，CBULK需要保持在电压下降是依然有足够的输入功率保持恒定的输出功率。
因此CBULK必须是：
VINAC（MIN）是输入到电源的最小输入电压（有效值），FLINE是最低电源频率（47赫兹）。
VINDC（min）由方程计算。
输出电容
输出电容影响电源的稳态纹波和动态响应
假设一个理想的电容器的ESR（等效串联电阻）和ESL（等效串联电感）可以忽略不计，然后：
输出电容器给负载供电时，次级电流输出
ISEC（pk）为
保持输出电压（纹波）为100 mV
在这种计算中ESR和ESL被忽略；但计算仍然有效，因为在电源的输出端有第二级LC滤波器，这两个组件能减少ESR和ESL的波纹；然而现实中纹波会比计算稍高。
假设负载从空载到输出电流（高）。
然后从节，方程我们发现输出电容（Cout（动态））和Vdrop（IC）之间的关系
然后解决Vdrop（IC）从图，在VDynamic（DROP）是允许的最大电压降为设计过程中的动态响应，VDROP（Cable）是由于电缆电阻的电压降，并VDROP（sense）是在电压下降到之前的信号是足够低的注册动态响应。
在TP（Noload）是无负载条件下的最大的周期，通过公式：
假设电源效率在无负载（η无负载）是50%，在瞬态负载从空载到50%负载，我想让VOUT（PCB）的下降不超过1V。
COUT（Dynamic）应为
由于没有电缆，VDROP（cable）为0V
带入方程
在COUT（Dynamic）和COUT（SteadyState）之间选择较大的电容值。
在此为680μF
缓冲网络
缓冲网络的作用是MOSFET开关其间减少电压应力。
我们的目标是消除变压器的漏感能量。
保守的设计是假设的漏感能量只通过缓冲消耗。
因此，
LLK可以从变压器测得，VDS是MOSFET两端的电压。
Vsnub（PK）和Vsnub（Val）是缓冲电容器两端的电压。
选择一个Csnub，CsnubY越小在MOSFET上的电压应力越大。
然而，电容越大越昂贵。
在满足Vsnub（PK）和Vsnub（Val）标准的基础上选择Csnub。
现在需要一个电阻来消耗在栅极驱动器导通期间的Vsnub（PK）至Vsnub（Val）间的能量。
这个电阻消耗了：
利用公式解决Rsnub。
这里给予CSNUB和RSNUB保守的估值。
包含二极管和串联电阻的缓冲网络中。
当MOSFET关闭时二极管将电流缓冲到电容器；在MOSFET重新打开后有反向电流流过二极管。
反向电流的发生是因为在二极管从正偏到反偏的瞬间二极管仍处于导通状态。
这种扭曲的下降沿信号会通过VSENSE影响到IC的工作状态。
因此，与二极管串联的电阻能在MOSFET重新打开后减少流过二极管的反向电流。
消除Ton延时
iw1710还包含一个功能，允许调整高压线和低压线路的恒定电流曲线的匹配。
高压线和低压线路的不匹配是由于IC的传输延迟，驱动导通延迟，及MOSFET的导通延迟造成的。
MOSFET栅极电阻会进一步增加驱动导通延迟。
iW1710通过对这些因素的计算来灵活的调整对延迟的补偿。
RDly和CDly提供额外的延迟补偿。
确定RDly和CDly的数值应遵循这些步骤：
1.无滤波元件限制测量高压线和低压线路的恒定电流之间的差异。
2.从图找到这种差异的最佳匹配曲线。
3.找到匹配电源的LM和tRC
4.从找到RDly和CDly的方程
SD保护
SD引脚可配置的保护提供三种不同的类型：
过热保护、过压保护、过热和过压保护。
图显示了三种配置和没有OTP及过压保护的情况。
仅过热保护（图）
iW1710通过检测流过SD引脚的107uA电流来探明过热情况（详见）。
iW1710在每个周期的最后都会检测SD引脚的电压Vsd-th，如果电压低于1V至V将启用过温保护。
所以串联的RSD（ext）和NTC必须满足
以保证在正常工作时不触发过温保护
仅过压保护（图）
通过RSD将SD脚接地。
iW1710在每个周期的最后都会检测SD引脚的电压Vsd-th是否高于1V。
为了不再正常工作时不会触发过压保护，假设二极管两端的压降为0V，RSD（EXT）必须满足：
这里RSD=kΩ
过压保护和过温保护（图）
通过公式算出RSD1,通过公式算出RSD2.就可以如图的连接方式实现过温保护和过压保护。
不要过压保护和过温保护（图）
如果不需要SD引脚过温保护及过压保护，只需电阻RSD（EXT）将SD引脚接地。
确保RSD（EXT）满足方程使过压保护不被启用
请注意，这意味着iW1710-SD引脚的过压保护失效。
但VSENSE引脚的过压保护依然有效。
如果检测到过压，iW1710同样会关闭。
因此，我们可通过方程算出RSD（EXT）
PCB布局
在iw1710中，有两个重要的信号控制输出性能；这两个都是ISENSE的信号。
ISENSE电阻应接近MOSFET的源极以避免被其他信号干扰。
同时，ISENSE电阻应靠近ISENSE引脚放置。
VSENSE信号应尽量靠近变压器以提高传感信号的质量。
为更好的输出性能，所有的旁路电容都应靠近各自引脚放置。
为了减少电磁干扰，开关循环需要最小化。
这些回路包括：
1.输入大电容，初级绕组，MOSFET和RIsense构成的环路。
2.输出二极管，输出电容器和二次绕组构成的环路。
3.辅助绕组、整流二极管和VCC电容构成的环路。
为改善ESD性能，从变压器到交流电源间的为低阻抗的线路。
并确保这条线路不从IC的接地引脚通过。
在电源次级和交流间
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