基于CH375的U盘MP3播放器设计.docx

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基于CH375的U盘MP3播放器设计

基于CH375的U盘MP3播放器设计

时间：

2009-04-0815:

47:

07来源：

电子产品世界作者：

随着电子技术的发展，MP3播放器向大容量、高音质、小巧便携不断发展。

虽然播放器与存储器的一体化设计使MP3播放器便于携带，但与此同时他也带来了很多新的问题，比如存储容量固定，如果想装下更多的歌曲只能去购买新的产品，造成了巨大的浪费;另一方面，一体化又限制了MP3播放器在其他领域的应用，比如车载MP3等不方便移动的播放器。

于是将存储器与播放器分离成为MP3的另一发展方向，同时HOSTUSB的开发也为实时数据采集的移动存储提供了价格低廉的解决方案。

本文将从软硬件方面详细介绍如何用AVR控制HOSTUSB读取U盘中的文件并将其解码播放。

　　l方案设计

　　1.1系统功能简介

　　本设计主要完成U盘的识别和数据的读取，并将U盘中读取的MP3文件解码播放出流畅的音乐，完成.MP3播放器的存储与解码的分离。

系统功能主要包括读取U盘数据和MP3解码播放2部分。

实现设计功能需要USB接口芯片、MP3解码芯片、主控制器和其他外围电路。

　　1.2主要芯片的选择

　　通过比较本文选择南京沁恒电子生产的一款USB通用接口芯片CH375。

CH375芯片支持HOST主机方式和DEVICE设备方式，内部集成了PLL倍频器、主从USB接口、数据缓冲区、被动并行接口、异步串行接口、命令解释器、控制传输的协议处理器、通用的固件程序等。

　　音频解码芯片选择芬兰VLSI公司生产的VSl003。

VSl003具有MP3/wMA/MIDI解码和ADPCM编码功能，他内部包含一个高性能、低功耗的DSP处理核（VSD一SP），一个工作内存，一片可供用户程序使用的5.5kBRAM，一个串行SPI总线接口，一个高质量的采样频率可调的过采样DAC以及一个16位的采样ADC。

　　采用高性能低功耗的8位AVR闪存微处理器作为系统主控制器，ATmega64内部具有丰富的资源，64kB的系统内可编程FLASH，2kBE2PROM，4kBSRAM，53个通用I/O口线，32个通用工作寄存器，RSIC设计的单指令周期使单片机具有高速处理能力，能保证MP3文件的顺畅播放。

　　2硬件接口

　　2.1USB接口芯片CH375与MCU的连接

　　CH375可以方便地挂接到MCU系统总线上，MCU通过CH375按照相应的USB协议可以很方便地与其他USB设备进行通信。

本设计中CH375工作在USBHOST模式下，将CH375的TXD端接地，RXD端悬空采取并行传输的方式，将8位并行数据线D0～D7与AT-mega64L的PD口相连实现数据与命令的并行传输，RD，WR，CS，INT和A0五根控制线分别连接至ATmega64L的PC3～.PC7引脚，接口的系统框图如图1所示。

RD，WR和CS分别为读选通、写选通和片选，低电平有效;INT中断请求为低电平有效;地址输入线AO为高电平时选择命令端口，可以向CH375写人命令;当AO引脚为低电平时选择数据端口，可以向CH375读写数据。

当CH375工作在主机方式时MCU通过RD，wR，片选CS、中断INT和地址线AO的综合控制，完成与CFl375的通讯，通过USB接口实现从U盘读写数据的功能。

INT引脚和MCU的外部中断输入引脚相连，当有U盘插入时1NT变为低电平触发外部中断，当CS，RD和AO都为低电平时，CH375中的数据可以通过D7～DO输出;当CS，wR和AO都为低电平时，D7～DO上的数据被写入CH375芯片中;当CS和wR都为低电平AO为高电平时，D7一DO中的数据可作为命令码写入CH375芯片中。

　　2.2MP3解码芯片与MCU的连接

　　VSl003通过同步串行总线SPI与ATmega64L进行命令和数据的传输。

由于ATmega64L内部集成有SPI总线模块，只要正确写SPI相关寄存器就能轻松控制SPL这种硬件SPI总线减小了软件设计的困难。

VSl003的SPI接口具有2种工作模式：

新模式和兼容模式。

设置寄存器SM_SDI。

NEW为1使'VSl003处于新模式，此时设置SMSDISFIARED为O，控制信号和数据信号的传送将分别采用xCS和xDCS作为同步信号。

　　系统启动后，由MCU控制将存储于U盘中歌曲的码流信息送入到VSl003芯片中，通过VSl003芯片解码以及其内含的高质量的立体声DAC和耳机驱动电路，实现MP3歌曲的播放功能，在按键的控制下，实现对歌曲播放模式以及歌曲选择等功能。

　　VSl003的所有数据和控制命令均通过SPI总线接口实现，因此与MCU接口实现比较简单，包括3条SPI数据线和4条与PB4～PB7引脚相连的控制线，接口框图如图2所示。

　　3软件编程

　　3.1U盘文件管理系统

　　U盘采用的文件系统一般都为FAT文件系统他将存储空间分为5部分：

主引导扇区（MBR）、DOS引导区（DBR）、文件分配表（FAT）、文件目录表（FDT）和数据。

Ctt375提供了U盘文件级子程序库，单片机可以直接调用子程序读写U盘中的文件数据。

3.2读取U盘数据

基于CH375的U盘MP3播放器设计

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2009-04-0815:

47:

07来源：

电子产品世界作者：

　　应用中的单片机读写U盘的程序可分成2大部分：

应用程序和固件程序。

应用程序完成系统的数据处理任务、外围控制等功能;固件程序处理底层的USB通讯协议、文件系统，数据在USB总线上的可靠传输和在U盘上的存取操作。

CH375内置了处理海量存储设备的专用通信协议的固件，所以嵌入式系统的单片机可以通过CH375将U盘作为可移动的大容量存储器。

数据读写只需要几条指令，而不需要详细了解USB通信协议。

　　U盘文件的读写方式采取扇

采用MCS-51单片机实现CPFSK调制

时间：

2009-04-0915:

09:

36来源：

电子技术应用作者：

南京河海大学计算机及信息工程学院周金陵蒋元广马贞立

在遥测遥控系统中，数据的调制和解调是经常遇到的问题。

一些自报测站不接收远方的遥控命令，只是定时采集参数或在参数变化时采集，并自动将采集的参数发往监控中心。

这些遥测站不一定包含解调功能，但信号调制是遥测站的必要功能。

　　在水情自动测报系统中，数据传输大量采用超短波无线电台。

用模拟电台传输数字信号时，调制方法多采用FSK。

水情自动测报规范推荐的标准为CCITTV.21，即:

数据串行速率为300波特率，数据电平“1”调制频率为980Hz，数据电平“0”调制频率为1180Hz。

　　调制解调的通常方法是采用专用的调制解调接口芯片，如MC145442、XR2211、XR2206等。

采用专用调制解调接口芯片不仅增加了设备成本，而且芯片质量直接影响测控设备的性能。

就一般而言，设备中的元器件越多，设备的可靠性越低。

因此，在满足系统功能的前提下，应尽可能减少设备中元器件的品种和数量。

遥测遥控设备的信号调制解调是非常重要的环节，如果能够减少或省去调制解调专用接口芯片，将对提高设备的稳定性和可靠性大有好处。

　　目前，几乎所有的遥测设备都使用单片机，其中MCS-51系列单片机又占了很大比例。

本文将以MCS-51单片机为例，说明利用单片机的软件调制产生标准的FSK信号。

1正弦波的调制

　　单片机的输出接口一般只能输出逻辑“0、1”，即0、Vcc两种电位。

要想得到FSK信号，首先要得到正弦波信号，再根据串行数据的变化产生FSK信号。

　　从单片机获得正弦波，最简单的方法就是利用方波滤波得到正弦波。

由于单片机的脉冲输出只有正电平，没有负电平，方波负半周，单片机无法产生负脉冲。

因此产生的信号波形应该叠加一个直流正电平，使信号波形完全处在正电平一侧。

如图1所示。

然而，方波是由基波和一系列高次谐波组成。

如果图1可以用函数f（x）表示，将函数f（x）进行傅里叶级数展开可以得到:

从式

（1）可以看出，接近基波的谐波成分比重较大。

采用低通滤波器滤波时，接近基波的谐波成分难以滤去，为了减小波形的失真往往需要增大滤波的强度，这样在减小波形失真的同时，基波的损失也随之增大。

　　如果采用正弦波脉宽调制（PWM）可以得到比较满意的结果。

PWM调制可以利用“0、1”变化的脉冲信号调制出模拟信号。

　　在计算机中，对连续曲线进行数字化处理时，通常将连续曲线用阶梯图形表示，当阶梯的步长足够小的时候，所表示的曲线被认为是精确的。

图2的上图表示了不同时段内，电压的不同阶梯。

　　但是单片机输出接口不能产生变化的电平，即不能产生如图2所示的电压阶梯，所能做的只能是“0、1”电平的时间变化，即PWM调制。

所谓正弦波PWM调制就是调制出的波形尽可能接近正弦波，也就是傅里叶级数中的基波比重尽可能大，高次谐波的比重尽可能小。

对于图2来说，在调制过程中使每个时段内下图的阴影面积与上图对应部分的阴影面积相等。

在用PWM调制正弦波时，要求时段的分割是偶数，因为正弦波图形是一种对称图形。

采用MCS-51单片机实现CPFSK调制

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2009-04-0915:

09:

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电子技术应用作者：

南京河海大学计算机及信息工程学院周金陵蒋元广马贞立

　　对于一个周期函数可以进行傅里叶级数的展开，级数的一般表达式为:

当按上述方法进行PWM调制时，图2下图函数傅里叶级数的an均为0，当n为偶数时，bn也为0。

所以正弦波PWM调制的傅里叶级数为:

根据阶梯图形表示连续曲线时，阶梯越细图形越精确的原理，认为用PWM调制正弦波时，时段分割越多，调制出的正弦波越精确。

如果不考虑级数中的直流成分

，可以得到不同时段的谐波系数，如表1所示。

从表1可以看出，谐波系数随着谐波次数的增加逐渐减小，但在n=K-1处系数会突然增大，之后又逐渐减小。

而这种突然增大的比值随着时段分割数的增加总体呈下降趋势。

　　另一方面，突然增大的比值，随着时段分割数的增加而向高次谐波方向移动。

对这种远离基波的高次谐波，只要采用低通滤波器就能很容易将其去除，我们所关心的是如何尽可能减小基波附近谐波的系数。

　　从表1可以看出，随着时段分割数的增加，离基波较近的谐波系数也呈下降趋势。

所以通过对时段的细分，信号的高次谐波，特别是接近基波的谐波成分会进一步减少。

2信号输出

　　由于采用了正弦波PWM调制，单片机输出信号只要经过简单的低通滤波器就可以得到平滑的正弦波信号。

图3中的74HC04是CMOS反相器，这里它起缓冲驱动作用。

因为单片机的P1～P3口是准双向口。

作为输出口时低电平有一定的吸收电流能力，但高电平输出电流的能力很小，这就使输出信号的开关特性有较大差异。

而CMOS反相器的输出采用P沟道和N沟道MOS管构成的对称互补结构，使输出信号的“0、1”有相同的开关特性，能保证低电平的吸收电流和高电平的输出电流相同。

图3中R1、R2为1kΩ的电阻，C1、C2、C3为0.1μF的独石电容。

当时段分割为20，正弦波信号频率为1180Hz时，图3中A、B、C三个端口的输出波形如图4所示。

3CPFSK调制

　　软件调制是将正弦波分为若干个时段，并计算出每个时段内高电平和低电平所占用的时间，这些时间在单片机中用软件延时实现。

　　为了叙述方便，首先定义几个符号:

　　φ——软件调制所在的相位;

　　T——相位角为φ时对应时段的机器周期总和;

　　T1——相位角为φ时对应时段的高电平机器周期;

　　T0——相位角为φ时对应时段的低电平机器周期;

　　T1180——相位角为φ时频率为1180Hz正弦波对应时段的机器周期总和;

　　T980——相位角为φ时频率为980Hz正弦波对应时段的机器周期总和。

　　根据图2中面积相等，即S1=S2的要求可以得到:

如果单片机的晶振频率为11.0592MHz，完成频率为980Hz的正弦波调制需要

=940个机器周期，完成频率为1180Hz的正弦波调制需要

=781个机器周期。

20等分能够将940整除，得到每个时段的机器周期数T980=47。

但

=39余1，如果将余数1丢掉，就会造成频率为1180Hz的正弦波频率误差变大。

实际编程时可以将余数1插补在20个时段中的某个时段中，也就是19个时段为T1180=39个机器周期，1个时段为T1180=40个机器周期。

T0和T1的计算如表2所示。

采用MCS-51单片机实现CPFSK调制

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2009-04-0915:

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南京河海大学计算机及信息工程学院周金陵蒋元广马贞立

如果波形调制是单一频率的，调制程序可以非常简单，只要编制顺序程序就可以了。

如果波形调制的频率是变化的，就需要根据串行数据“0”或“1”的变化来改变每个时段的延时时间。

在MCS-51单片机中，串行数据流是由软件设置，硬件自动产生，由TXD自动发出的。

TXD的高低电平变化可以通过单片机的程序测得。

根据这一特性，可以通过不断检测TXD的高低电平变化来决定每个时段的延时时间。

程序流程如图5所示。

从流程图5可以看出，在每个相位中，单片机将Px.x置“1”或置“0”后都要判断TXD的电平，以确定相应延时的机器周期数。

在某个相位TXD电平开始改变时，程序就从这个相位改变脉冲的延时时间，而程序中相位执行的次序并不改变。

所以在TXD的电平改变时，两种频率的正弦波信号在同一个相位上交接。

因此，FSK调制相位是连续的，见图6。

编程时必须注意，程序不论走哪条分支，所用的机器周期数都必须跟踪计算，最终所用的机器周期数必须符合表2的要求。

另外，在进行FSK调制前应该增加一定长度的980Hz的载波信号（PWM980）作为前导码信号。

在数据发送完之后还应该增加一定长度的PWM980作为停止位，因为单片机的TI标志出现在数据帧停止位的前沿。

4波形的优化

　　图4中B端的波形也就是带有锯齿的正弦波，是PWM调制经一阶滤波后产生的波形。

该波形已具有了正弦波的大致形状，但锯齿也很明显，它和图2的阶梯波有些相似。

通过前面的分析和表1的比较知道，增加PWM调制的时段分割数可以提高正弦波的波形精确度。

　　对于时段分割应该选择一个适当的数字。

分割太粗，波形的失真就会严重，给滤波带来困难;分割过细会增加程序所占的空间。

另一方面，时段的分割也不可能无限加大，因为采用软件延时时，延时时间的最高分辨率为1个机器周期。

从表2也可以看到，在第4和第6时段出现了最小脉宽为1个机器周期的情况，而在第5时段甚至出现了只有高电平没有低电平的现象。

如果继续细分时段，将会出现更多的只有一种电平的脉宽而另一种电平脉宽长度为0的现象。

按上述等分时段的方法，如果不提高单片机的晶振频率，20个时段的分割已达到极限。

所以不能单纯地采用细分时段的方法来提高波形的精度。

　　从图4中带有锯齿的正弦波可以看出，锯齿的大小在整个波形上不是处处相等的，波峰左侧的锯齿要比右侧的锯齿小得多。

　　从图2的阶梯波形可以看出，当阶梯波的精度最高时，应该是电压的步长或时间的步长之一为最小，而不是电压步长与时间步长之和为最小，当然更不能是电压或时间的任何步长为0。

同样，用脉宽波表示正弦波时，精度最高的表示方法应该是“0、1”之一的脉宽为最小，而不一定是“0、1”脉宽之和为最小，也不能是“0、1”之一的脉宽为0。

采用MCS-51单片机实现CPFSK调制

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2009-04-0915:

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南京河海大学计算机及信息工程学院周金陵蒋元广马贞立

　　从图4中可以看出，波峰的左侧恰好是“0、1”之一的脉宽较小的地方，这里的锯齿较小。

波峰的右侧是“0、1”脉宽比较平均的地方，这里的锯齿较大。

　　根据上述分析知道，要想提高波形的精度就要对时段细分，细分的原则就是“0、1”之一的脉宽为最小。

这样每个时段就不会是均等的。

在单片机中，脉冲的延时的最小时间是一个机器周期。

如果PWM调制的是单一频率的正弦波，“0、1”之一的最小脉宽就是一个机器周期。

但是在进行FSK调制时，由于在执行每个脉宽延时时要对TXD的电平进行判断，一个机器周期显然不够用。

如果某个时段的高电平脉宽T1180（H）=3，T980（H）=4，根据图5的程序流程，具体的程序是:

从上面程序可以看出，如果某个时段T1180（X）≠T980（X），T1180（X）的最小值为3个机器周期，T980（X）的值则是根据T1180（X）所在相位做相应的增加。

当然，当T1180（X）=T980（X）时，T1180（X）和T980（X）的最小值可以是1个机器周期。

　　单片机的晶振频率为11.0592MHz，采用这种方式调制，时段分割为52个，调制的结果如图7所示。

比较图7与图4可以发现，波峰左侧变化不大，波峰右侧的锯齿却大大减小了，整个波形的精度有了很大提高。

采用单片机的输出接口直接调制产生CPFSK信号，充分利用了单片机的资源，节省了元器件，同时也提高了信号频率的稳定性和灵活性。

因为FSK的频率只与单片机的晶振和软件有关，晶振的频率是非常稳定的。

采用软件编程调制可以根据信号的需要进行灵活多样的变化，而不用担心专用元器件的供货问题和元器件的质量问题。

该调制方式已在全国许多地区的水情自动测报系统中应用，运行结果是非常理想的。