同步降压转换器电路设计基础.docx
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同步降压转换器电路设计基础
同步降压转换器电路设计基础
降压转换器的功能在于降低输入电压，使之与负载匹配。
降压转换器的基本拓朴由主开关和断开期间所用的二极管开关构成。
当一个MOSFET与续流二极管并联时，它就被称为同步降压转换器。
这种降压转换器布局的效率比过去的降压转换器更高，这是因为低边MOSFET与肖特基二极管采用了并联方式。
图1为同步降压转换器的示意图，这是当前台式机和笔记本电脑中最常采用的布局结构。
基本计算方法
晶体管开关Q1和Q2均为N沟道功率MOSFET。
这两个MOSFET通常称为高边或低边开关，低边MOSFET与肖特基二极管并联。
这两个MOSFET和二极管构成了转换器的主要功率通道。
这些组件的损耗也是总损耗的重要部分。
根据纹波电流和纹波电压可确定输出LC滤波器的大小。
依据每种情况下采用的特殊PWM，可选择反馈电阻网络R1和R2。
某些器件具备逻辑设置功能，用于设定输出电压。
要根据功率大小和期望频率下运行的工作性能来选择PWM。
这意味着当频率提高时，需要有足够的驱动能力驱动MOSFET的门，这构成了标准同步降压转换器所需的最小组件数目。
设计人员应首先检查其要求，即V输入、V输出和I输出以及工作温度要求。
然后再将这些基本要求与已得到的功率流、频率和物理尺寸要求结合起来。
下文是一个典型的设计范例：
1.V输入=12Vdc、V输出=1.6Vdc、I输出=5Adc；
2.环境温度为25°C；
3.初始计算时的最小电源效率大于80%；
4.标准工作开关频率为200kHz到600kHz；
5.PWMI.C.的开关频率为300kHz，作为一个标准公共频率。
根据上述条件可得出输出功率为8瓦，而输入功率必须为10瓦。
功率损耗为2瓦，它转化为热。
主要损耗是由晶体管和二极管产生的，所产生的热量将使半导体的结温升高。
因而在设计过程中必须进行结点和环境的热计算。
A.降压器的占空比计算
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1.D=V输出/V输入；T=1/f开关
2.D=1.6V/12V；D=.133；T=1/300kHz；T=3.33us；
3.T导通=D*T=（0.133）*3.33us；
4.T关断=T-T导通=3.33us-0.443us=2.86us；
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占空比的方程1到4与理论计算完全一致。
它们并未考虑直流电阻和半导体的限制。
B.LC输出滤波器要根据电流和电压纹波计算
这些参数由负载要求得来，实际计算与组件的ESR和DCR相关。
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5.L=（V输出/（dI*F））*（1-V输出/V输入 ；I负载=5Adc；dI=%33*I负载（纹波）；L=2.7uH；
6.C输出 >（L*（dI）2）/（2*（dV）*V输出））；V输出=1.6；dV=%.75*V输出（纹波）；C=180uF；
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C.功率MOSFET门驱动的计算
Cgs和Cds由MOSFET的性能参数得到。
在MOSFET性能规范中，以表格和曲线的形式给出电容值。
这些值为Ciss、Coss和Crss，这些参数将由生产厂商列在数据表上。
tr和tf可从PWMIC的规范说明书中得到。
在详细的PWM规范说明书中，还列出或画出与电容负载相连的输出驱动的上升、下降和延迟时间。
PWM规范说明还会给出电流输出限制，上拉或下拉的直流电阻。
D.结电容方程
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7.Ciss=Cgd+Cgs8.Coss=Cgd+Cds
9.Crss=Cgd
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E.门驱动峰值电流要求的估计
由上面三个电容方程和关于MOSFET及PWM的参数表，设计人员就可以利用下面的方程来估计门驱动峰值电流要求。
此处的假设是设计人员在计算时设定的门驱动电压为4.5Vdc。
门驱动的公共tr和td值在50ns到100ns之间。
要注意，当tr和td减少时，电流驱动也降低。
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10.Igs=（Cgs*Vgs）/trIgs=（769pF*4.5）/50ns=69.2mA；
11.Ids=（Cds*Vds）/trIds=（393pF*12）/50ns=94.3mA；
12.I总门驱动=Igs+Ids=163.5mA；
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还有其它一些计算方法。
尤其是有些制造商会提供总的电量Q来计算电流要求。
例如Q=23nC，对FDS6690MOSFET而言，该值对应于255pF，那么50ns时，电流值将为0.46Adc。
F.功率MOSFETQ1和Q2的计算
Q1称为高边MOSFET，其主要损耗为由电压和电流的升降而引起的转换损耗。
Q2称为低边开关，其损耗主要为传导损耗。
G.高边Q1MOSFET的计算
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13.P高边=Crss*V输入2*F*I负载+（V输出/V输入）*I负载*Rds（on）；
14.P高边=55.1mW+43.3mW=98.4mW
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H.低边Q2MOSFET的计算
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15.P低边=（1-V输出/V输入）*P高边*Rds（on）
16.P低边=281.7mW
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I.肖特基二极管的计算
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17.P二极管=V二极管*I负载*（1-V输出/V输入）*%10；
18.P二极管=173mW；
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J.总损耗功率的计算
PWM集成电路功耗的计算：
可根据制造商的规范说明书来进行。
其典型的功耗在50mW和100mW之间。
总功率计算要对进行上述计算并求和，可以得到功耗值约为653.1mW。
由于最初的目标是2W，因而在一级近似下有足够的余量。
K.温度计算
在功率计算的基础上，可以对有源器件进行稳态热计算。
根据规范说明书，该值为功率乘以Rjc或Rja。
要对功率回路上的组件进行热分析。
规范说明书上应有关于电路板的详细说明，其中包括测量得到的热阻。
例如，典型SO-8封装的Rja值为78°C/W、125°C/W或135°C/W，随电路板铜含量及面积的不同而变化。
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19.Q1热计算：
0.0984W*135°C/W=13.284°C；上升超过25°C，则T最终=25°C+13.284°C=38.284°C；20.Q2热计算：
0.2817W*135°C/W=38.03°C，上升超过25°C，T最终 =25°C+38.03°C=63.03°C。
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L.反馈回路的稳定性
新的PWM控制芯片是为具有一组电压参考点的简单分压器网络而设计的。
在降压转换器中，最常见的问题是输出电容的ESR零频率。
由于f开关被3除，该值应较小。
因而在这种条件下应为100kHz。
对于典型的ESR为.13的150uF电容，Fesr等于8kHz。
其方程如下：
F零=1/（2*3.14*Resr*C输出）。
计算机仿真
基本方程将用来计算LC输出和工作周期。
可以利用脉冲电压源构建所需的一定频率和脉冲宽度的补偿电路来仿真这些驱动器。
根据参数表，可以挑选一个低Ciss的MOSFET作为Q1，一个低Rds的器件作为底部的MOSFETQ2。
选定了这些器件后，就可以载入Spice模型来仿真该电路的电气和热效应。
该电路如图2中所示。
电路文件使用的是制造商为用户提供的模型，大部分公司都会提供各自分立产品的Spice模型。
Vin=12Vdc，Vout=1.6Vdc，频率=500kHz。
由近似条件下运行所得的仿真结果，可以察看波形来确定组件的有源部分是否超过额定参数。
功率也可以用工具计算以提高效率。
可以将单独的组件隔离开来，或将器件的某个特定终端隔离开来。
也可通过仿真栅极输入电流来察看峰值电流是否超过栅极驱动能力。
图3给出了电流流入底部MOSFET栅极端的情形。
可以察看峰值电流，调整栅极电阻或选用另一个输入电容较低的MOSFET。
图3所示为电流流入底部MOSFET栅极端的波形。
可利用所提供的计算工具进行瞬态分析，得出效率随时间的变化关系。
从图4可见，效率在500kHz工作情况下随时间而增加。
仿真过程是一个瞬态分析过程，因而可以察看顶部MOSFET漏极至源极的瞬时功率耗散，还可以看到平均功率耗散随时间的变化。
热效应的正规分析要用平均功率耗散来计算。
瞬时功率耗散可代入热瞬时分析模型来计算温度随时间的变化。
其基础是RC时间常数方程。
但是需要设定计算或仿真的热环境。
图5是利用Spice仿真MOSFET电气和热力学性能的模型。
要注意带电压源和RC网络的周围环境的设置。
图6为门驱动的结温度随时间的变化关系。
本文小结
目前，在互联网上可以找到许多仿真工具，有一些半导体公司还在其网站上提供了在线仿真，每家公司对于这些工具的使用都有其自身的特点。
集成电路厂商为了展示其芯片性能，通常要提供芯片模型以展示其产品的与众不同。
对于功率组件公司，要提供分立器件模型。
设计工具已经发展到从互联网就可以找到为用户准备的一级近似工具的地步。
制造商推销的重点在于开发出便于用户使用的模型和工具。
剩余的问题是仿真只能提供模型的信息，详细的寄生和布线问题并未解决，而且还存在精度和带宽问题，这些都是今后要继续解决的问题。
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