单极性倍频电压型PWM整流器的研究电气工程及其自动化专业.docx
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单极性倍频电压型PWM整流器的研究电气工程及其自动化专业
中文摘要
在现代生活中，电力成为了人们不可分割的一部分，随着电力设备的不断发展，许多相应的问题都出现了。
谐波污染和无功问题尤为严重。
对此，许多国家都制定了相应的措施来解决这些问题，我国也对谐波污染出台了一系列标准，而我国对高功率因数单极性倍频电压型PWM整流器的研究起步较晚，对单极性倍频电压型PWM整流技术的工程应用研究还有待继续深入。
因此，本文对单极性倍频电压型PWM整流器进行研究，对其进行单极性和双极性PWM调制分析，分析其工作原理，给出驱动、控制电路设计方案，并用仿真软件PLECS对理论分析进行验证。
关键词 电压型PWM整流器 单极性倍频 双极性
毕业设计说明书（论文）外文摘要
TitleResearchonUnipolarFrequencyDoubleVoltagePWMRectifier
Abstract Inmodernlife,electricityhasbecomeaninseparablepartofpeople.Withthecontinuousdevelopmentofpowerequipment,manycorrespondingproblemshaveappeared.Harmonicpollutionandreactivepowerproblemsareparticularlyserious.Inthisregard,manycountrieshaveformulatedcorrespondingmeasurestosolvetheseproblems.mycountryhasalsoissuedaseriesofstandardsforharmonicpollution.mycountry'sresearchonhighpowerfactorunipolarfrequencydoubledvoltagetypePWMrectifiersstartedlate.Theengineeringapplicationresearchofunipolarfrequencydoublingvoltage-typePWMrectificationtechnologystillneedstobefurtherdeepened.Therefore,thispaperstudiestheunipolarfrequency-doubledvoltage-typePWMrectifier,analyzesitsunipolarandbipolarPWMmodulation,analyzesitsworkingprinciple,givesadesignplanforthedriveandcontrolcircuit,andusesthesimulationsoftwarePLECStoanalyzethetheoryAnalyzetoverify.
KeywordsVoltagetypePWMrectifier unipolarfrequencydoubler bipolar
1绪论
1.1单相PWM整流器研究概况
在20世纪60年代出现了PWM技术，这种技术最先在直流变换电路中运用。
PWM技术的开关频率是固定的，它可以调节直流侧输出量的大小，这是PWM技术通过控制开关管的导通和关闭来实现的。
后来，一位日本学者经过研究，发现了PWM技术和频率控制有很大的关联。
它们两者结合起来可以运用于交流电机控制的逆变电路中，这种新颖的技术可以将输出电压中的谐波含量降低，也使得电压控制和频率控制都可以在逆变电路中实现。
自此以后，PWM的技术发展就越来越快了，但其中出现的问题也有不少，功率开关器件的问题尤为突出。
到了20世纪70年代，PWM技术发展迅速，单相整流电路也在其中运用了起来，半控功率开关器件的发展也很迅速，在电路中也经常能用到。
到了20世纪80年代，单相整流器的研究越来越多，这使得功率开关器件得到了快速进步，这让很多技术也在不断进步。
功率半导体技术、传感器技术、电路拓扑结构的多样化、电路的控制策略以及连续和离散数学模型的提出，都极大的促进了单相PWM整流器的发展。
这也给新的技术提供了支持，如光伏太阳能并网发电、交流传动、柔性交流电传输等。
这些都将给PWM整流技术的研究带来推动作用。
1.2单相PWM整流器的分类及其拓扑结构
PWM整流器有不同的分类方式，从人们平常研究的话来说，它主要分为两大类，电流型和电压型。
电流型整流器不算太常见，电压型整流器是比较热门的。
它们两者之间有共同点，也有不同的地方。
不管是电流型还是电压型整流器，二者的功能或者目的都是为了得到稳定的电压或者电流。
虽然其目的相同，但是在一些方面还是有所不同，例如PWM信号、电路拓扑结构以及控制方法等。
PWM整流器的分类多种多样，按照不同的标准可以分成不同的类型。
例如，按照开关调制方式可以分为还有不硬开关调制整流器和软开关调制整流器、按照桥路结构可以分为半桥电路整流器和全桥电路整流器等、按照电网相数分为单相、三相和多相电路整流器。
当前，随着技术不断更新，PWM整流器发展、更新较快，当前对于整流器的研究主要集中在单相电压型PWM整流器上。
它的拓扑结构比较简单，它的控制方法也很多，所以下文将对单相PWM整流器进行细节展开。
1.2.1单相半桥型PWM整流电路
单相半桥型PWM整流器的拓扑结构较为简单，整个电路的器件并不多，电路包含两个桥臂，两个电容，还有交流电源和电阻电感等。
两个电容串联在一个桥臂上，电容可以起到直流储存能量的作用。
功率开关器件上反并联了续流二级管。
这个电路拓扑结构较为简单，便于平常的研究。
因此，整个电路适合于一些小功率、低成本的场合。
半桥型电路的功率开关器件为全桥型的一半，正因为如此，半桥型电路的功率开关器必须要有足够的耐压能力。
但是在实际情况中，半桥型电路直流侧的电容需要进化中点电压平衡控制，这就使半桥型电路的控制难度大大增加。
图1.1单相半桥型PWM整流电路拓扑
1.2.2单相全桥型PWM整流电路
下图1.2所示为单相全桥PWM整流电路，它有四个功率开关器件，它的直流侧只有一个电容，功率开关管反并联了二极管。
整个电路看起来很简单，电路控制起来也很方便，是现在用来学习的一种普通电路拓扑结构。
图1.2单相全桥型PWM整流电路拓扑
1.2.3三电平单相PWM整流器拓扑结构
三电平单相PWM整流器的拓扑结构很复杂，它的结构比二电平结构复杂不少。
因此它暴露出来的问题不少，它的控制方法较为复杂。
三电平电路的每一个桥臂上串联了4个功率开关器件，功率开关管上反并联了续流二极管，它的输入测电流波形较为稳定，呈现正弦波状态。
三电平电路的桥臂上还连接着二极管，这些二极管起着重要的作用。
三电平的直流侧电容电压如果解决不好的话，就会产生一些不容忽视的问题。
即电压不平衡会导致开关器件损坏。
因此，在电路设计过程中需要加入中电电压来平衡。
图1.3三电平单相PWM整流器拓扑结构
1.2.4混合三电平单相PWM整流器拓扑结构
混合型三电平单相PWM整流器的结构也较为复杂，它有左右两个桥臂，每个桥臂上都有功率开关器件，整个电路还有电容、电阻和电感等器件。
右桥臂上的开关管受到的电压应力和左桥臂上是不同的，它受到的电压应力和直流侧电容电压受到的电压应力是一致的。
但是左桥臂开关管受到的电压应力没有直流侧电压所受到的大，从电路的拓扑结构来看，左桥臂开关管受到的电压应力应为直流侧电压的一半。
图1.4混合三电平单相PWM整流器拓扑结构
1.2.5电流型单相PWM整流器
从图1.5中可以看到整个电路的直流侧上有电感，这使得它可以直流储存能量，所以其直流侧相当于一个电流源，并且这个电流源有着很高的阻抗值。
电流型单相整流电路的桥臂上有功率开关管和二极管，这些二极管和功率开关管是同方向上的，这些二级管可以保证电流的正向流动。
如果电流反向流动了，这些二极管会截断电流。
整个电路的交流侧上有电容，电容可以起到滤波的作用。
这样一来，交流测的电流谐波会减小。
电流型整流器和电压型整流器还是有一些差别的，两者都有各自的优缺点。
在现实条件下，电流型整流器的控制更加简单、方便，这样控制出来的电流更加稳定，整个电路也会有更快的响应速度。
图1.5电流型单相PWM整流器拓扑结构
1.3本课题的研究任务
电压型PWM整流器可实现单相AC/DC变换和网侧单位功率因数控制，因包含两个桥臂而具有调制自由度多的优势。
本课题要求对单极性倍频电压型PWM整流器进行研究，广泛阅读有关书籍和文献资料，分析并整理有关资料。
分析并掌握电路模态、工作原理、参数设计方法、调制策略、闭环控制策略等，并用PLECS软件进行仿真。
2单相PWM整流器的原理及数学模型
单相PWM整流器的拓扑结构有很多种，它们各有各的优点和缺点。
在这其中，单相全桥PWM整流器的结构简单，控制比较容易、方便。
因此，本文将对单相全桥PWM整流器进行全面描述。
单相全桥型PWM整流电路的控制方法必须明确，要想控制整个电路，需要使输入功率因数为1，还需要控制整个电路的输出直流母线电压，使这个电压也趋于稳定。
这两种控制都离不开所输入电流的影响。
输入电流和电压之间的影响是相互的。
输入电流影响输出电压，而电路的整流桥侧还有基波电压，基波电压的幅值和相位也会影响输入电流。
可以看出，整个电路的控制都是相互影响，缺一不可。
下面将对单极性调制和双极性调制的具体模态工作方式详述，这两种调制有较为相似的地方，它们都为PWM整流器交流测基波电压的调制方法。
2.1单极性PWM调制
观察上图1.2的单相全桥PWM整流电路的拓扑结构，用单极性对整流电路进行调制，整流电路交流测的电压值将会有不一样的结果。
分别为udc、0、–udc。
其中，当输入交流电压的基波在正半周期时，电压uab将会在udc和0之间切换，当网侧电压在负半周期时，电压uab将会在–udc和0之间切换。
所以当我们采用单极性PWM调制这种方法时，单相全桥PWM整流电路将会有四种工作模态。
如下表2.1所示。
表2.1单极性PWM调制的工作模式
开关模式
1
2
3
4
导通器件
S1（D1）
S4（D4）
S2（D2）
S3（D3）
S1（D1）
D3（S3）
S2（D2）
D4（S4）
uab（t）的值
udc
-udc
0
0
从2.1表中所示，模式3和模式4中的uab的值为0。
也就是说，单相整流桥交流测的电压为0。
对于单相全桥整流电路来说，在不同的工作模式下，输入电流的方向不同，会出现6种不同的电路模态。
下图即为6种不同的电路模态图，电流和电压的参考方向如箭头所示。
ab
cd
ef
图2.2单极性PWM调制等效电路
图2.2a中所示电路是与模式2相符合的。
首先，输入大于0的电流is。
这时，电流的流向为L-R-Ｓ2-C-S3-us。
然后，电流is增加。
这时电感电压大于0，其储存的能量就会增加，同时电容就会负载供电，并且与电源同向给电感充电。
图2.2b中所示电路是与模式4相符合的。
首先，输入大于0的电流is。
这时，电流的流向为L-R-S2-D4-us。
然后，电流is增加。
这时候的电感电压就会大于0，其储存的能量就会增加，电容给负载供电，电源向电感充电。
图2.2c中所示电路是与模式1相符合的。
首先，输入大于0的电流is。
这时，电流的流向为L-R-D1-C-D4-us。
然后，电流is减小。
这时电感电压小于0，其储存的能量减少，电源和电感共同向电容充电，并给负载供电。
图2.2d中所示电路是与模式1相符合的。
首先，输入小于0的电流is。
这时，电流的流向为us-S4-C-S1-R-L。
然后，电流is增加。
这时电感电压小于0，其储存的能量增加，电容给负载供电，并与电源同向给电感充电。
图2.2e中所示电路是与模式3相符合的。
首先，输入小于0的电流is。
这时，电流的流向为us-D3-S1-R-L。
然后，电流is增加。
这时电感电压小于0，其储存的能量增加，电容给负载供电，电源向电感充电。
图2.2f中所示电路是与模式2相符合的。
首先，输入小于0的电流is。
这时，电流的流向为us-D3-C-D2-R-L。
然后，电流is减小。
这时电感电压大于0，其储存的能量减少，电源和电感共同向电容充电，并给负载供电。
从上述电路图以及其工作模态可以知道，单相全桥PWM整流器在进行单极性PWM调制的时候与Boost型电路相当。
通过对交流测电感的能量储存和直流侧电容的稳压，就可以得到更高的输出母线电压。
2.2双极性PWM调制
与上述单极性PWM调制的方法不同，在双极性调制策略下，单相整流桥交流侧电压uab将会出现两种不同的数值：
udc和-udc..。
而在这时，与上述多种工作不同，单相全桥整流电路就仅仅只有两种工作模态，如下表2.2所示。
开关模式
1
2
导通器件
S1（D1）
S4（D4）
S2（D2）
S3（D3）
uab（t）的值
udc
-udc
表2.2双极性PWM调制的开关模式
双极性PWM调制方法也很容易，它和单极性调制方法差不多，当整流器电路输入的电流方向不同时，电路的工作模式都不一样，电流在电路中的流向也不一样。
从下图可以知道电路有四种模态，电流和电压的方向都为箭头所指方向。
ab
cd
图2.3双极性PWM调制等效电路
图2.3a所示的电路与模式2一致。
当输入电流is大于0时，电流变为L-R-S２-C-
S3-us，增加电流is。
也就是说，电感器电压大于0，其积蓄能量增加，电容器向负载供给电力，和电源一起给电感器充电。
图2.3b所示的电路与模式1一致。
当输入电流is大于0时，电流变为L-R-D1-C-D4-us，减小电流is，电感器电压小于0，所积蓄的能量减少，电源和电感器一起给电容器充电，给负载供电。
图2.3c所示的电路与模式1一致。
当输入电流is小于0时，电流的流动为us-S4-C-S1-R-L。
电流is持续增加的话，电感器电压小于0，积蓄的能量增加。
电容器向负载供给电力，和电源一起给电感器充电。
图2.3d所示的电路与模式2一致。
当输入电流is小于0时，电流的流动方向为us-D3-C-D2-R-L，当电流is减小时，电感器电压大于0时，积蓄的能量减少。
电源和电感器电容器一起充电，向负载供给电力。
2.3单相PWM整流器的数学模型
为了单相PWM整流器数学模型成功的建立，笔者将图2.4中的功率开关管视为理想开关，这样就会得到一个关于全桥型单相PWM整流器的简化电路（如下图）。
图2.4单相PWM整流器简化电路
当开关处于SA位置时；1状态表示S1开通，S2关断。
当开关处于SA位置时；0状态表示S1关断，S2开通。
当开关处于SB位置时；1状态表示S3开通，S4关断。
当开关处于SB位置时；0状态表示S3关断，S4开通。
从上诉分析看来，因为单相全桥电路的桥臂是不可以同时导通得，所以其有四种不同得开关组成情况，这四种情况分别对应着三种不同的整流桥交流测电压uab，即
（1）uab=udc；SA=1，SB=0
（2）uab=0；SA=0，SB=0或者SA=1，SB=1
（3）uab=-udc；SA=0，SB=1
则uab与开关函数的关系为，
（2.1）
下图2.5为简化后的交流测电路图，这个图对单相PWM整流器的数学模型的建立起了很大帮助。
图2.5单相PWM整流器交流侧简化电路
根据该交流侧等效电路可以得出电压矢量平衡方程为，
（2.2）
把功率开关管看作理想的模型，它在换相的过程中，功率开关管没有损失功率，也没有能量的积蓄，那么直流侧和交流侧的瞬时功率应该相等，即
（2.3）
（2.4）
根据基尔霍夫电流定律，在直流侧有电流平衡方程，
（2.5）
综合上面的公式可以得到单相PWM整流器状态方程为
（2.6）
（2.7）
上面的数学公式都有关联，它们都在围绕输入电流和直流电压两者间的关系。
对输入电流合理控制，对直流电压合理控制，这样可以更好的对电路进行理解。
可以更好的对电路控制策略进行学习。
3单相PWM整流器的控制策略
3.1前馈型直接电流控制
与传统直接控制方法相比，本文将重点放在了前馈型直接电流控制这部分，其控制框图如下图所示。
图3.1前馈型直接电流控制框图
这是一个双闭环控制系统，由DC电压的外环和AC电流的内环控制。
电压环路是外侧环路。
如果我们要得到相对稳定的DC总线电压，那么就必须对DC侧的输出电压进行PI控制。
决定输入电流的预定值的相位和频率是锁相环PLL检测到的输入电压的相位和频率。
因此，我们可以获得预定值的输入电流。
通过电流环路控制器C的操作，可以使AC输入电流的实际值能够更快更准确地追踪指定的值。
电流控制器的参数需要根据实际情况进行合理调整。
输出的物理意义为电感和线电阻电压之和的给定值u*L。
AC侧的电压调制波u*ab可以通过网格侧的电压us输入。
在减去u*L之后，可以使用SPWM算法获得控制目标。
当在电流环控制器上使用常用的PI控制器时，可以考虑采样延时以及单相PWM整流器小惯性特性，交流侧输入电流环控制结构如下图所示。
图3.2输入电流环控制结构图
图3.3简化后的电流环控制结构图
可得电流环闭环传递函数为，
（3.1）
（3.2）
输入信号i*s与误差信号之间的传递函数为
（3.3）
s1、s2、s3…sn都为系统闭环极点。
由上面的公式可以看出，这几个传递函数都有相同的特征方程。
所以系统误差信号为
（3.4）
（3.5）
其中b、a1、a2…an为各个分式上的系数。
根据数学拉普拉斯定理，笔者计算出了系统的时域误差信号：
（3.6）
若系统是稳定的，则系统闭环极点s1、s2…sn均有负实部，这样一来系统稳态误差为
（3.7）
由上面的公式可以知道，这个系统的误差是有规律的，稳定时候的误差是呈正弦规律波动的。
3.2锁相环控制
锁相环是一个很方便的系统，它可以自动跟踪输入电网电压信号的相位，同步锁相控制起来比较容易，主要是运用二阶广义积分器的知识，这个积分器会产生正交分量，在正交分量上输入d,q旋转坐标系，这时，系统进行了一次park变换，这次变换会出现一个结果。
最后，控制uq=0完成锁相。
下图3.4为原理图。
图3.4旋转坐标系
锁相技术有很多部分，但单相锁相环控制是这其中最重要的部分。
可以采用瞬时无功理论的方法来进行锁相，下图３.５为单相锁相环控制原理图。
图3.5单相锁相环控制框图
由上图可以看出，这个算法在不停的进行闭环迭代，要想实现锁相，就要控制输出相位和输入相位的电位差，这两者之间的相位差为0的话，就可以实现。
要想实现精准锁相，就要使无功分量趋于0，这就要求uq与d轴同相位。
4主电路设计
由第二章节可以看出，单相PWM整流电路可以进行两种不同的调制，分别为单极性调制和双极性调制，在这两种调制下，整流电路都相当于一个Boost型电路。
交流测电感对整个电路很重要，它可以积蓄能量，并且在积蓄能量后能起到升压的作用。
直流侧电容也至关重要，直流侧电容的大小必须要满足直流母线电压的波动范围。
所以选择合适的器件很为关键。
4.1交流侧电感设计
交流测电感对整流电路有很多方面的影响。
它可以储存能量，使电路起到升压作用；它还可以控制系统的阻尼特性，使整个电路结构更加稳定；它还可以滤除谐波，实现正弦输入电流。
交流测电感对整个电路很重要。
而影响交流测电感的因素主要有两个：
一，对输入电流的跟踪；二，对输入电流波动的抑制效果。
首先，分析交流侧电感与输入电流跟踪性能之间的相互影响。
从图4.1可知，过零点处的输入电流变化率最大。
因此，若设计的电感使系统能够满足电流快速跟踪的要求，则认为其在整个输入电流周期中都能满足快速跟踪要求。
为了便于分析，假设在过零点处一个开关周期内的瞬态波形如图4.1所示。
图4.1输入电流过零点处瞬态过程
根据公式2.5，忽略交流测寄生电阻的影响，交流测的电压方程为
（4.1）
在一个周期内，当整流电路在高开关频率下运行时，式子4.1变为
（4.2）
在图片4.1的t1到t2的阶段，uab=-udc,us=0
（4.3）
由前面的公式推导得
（4.4）
在一个开关周期内，输入电流参考值的变化量为
（4.5）
通过对额定输入电流幅值进行估算，可以得出输入电流参考值Im。
因此，需到达到以下条件才能够实现快速的跟踪输入电流：
（4.6）
交流测电感的满足条件是：
（4.7）
电感会对纹波造成影响，所以交流测电感不仅要跟踪输入电流，还要考虑输入电流PWM的纹波。
当输入电流正弦处于波峰处时，PWM纹波最大。
下图为一个开关周期内输入电流正弦波峰处的瞬态过程（图4.2）。
图4.2正弦峰值处输入电流瞬态过程
如图所示，在t0到t1阶段内，uab的值为0，us和um的值是一样的，输入电压幅值为Um，可得如下式子，
（4.8）
在t1到t2这个阶段，uab和udc的值是相等的，us和Um的值是相等的，所以可得式子为，
（4.9）
在一个开关周期内，t0到t1时间段，在同一时间段内，输入电流的上升值与电流下降值一致。
（4.10）
∆ismax为系统允许的输入电流波动值，由前几个式子整理可得，
（4.11）
交流测电感需要满足以下条件，
（4.12）
4.2直流侧电容设计
根据前面的公式，直流母线电压的纹波为：
（4.13）
交流输入电压与电流的幅值分别为Us和Is，输入电压的角频率和直流侧支撑电容值分别为ω和C，直流母线电压为Udc，交流输入侧电压和电流的相位差为φ。
假如直流母线电压最大允许脉动值为∆udcmax,则需要满足的条件是
（4.14）
母线支撑电容需要满足的条件是
（4.15）
在实际条件下，直流支撑电容设计的范围为
（4.16）
5仿真分析结果
5.1仿真参数
1.交流电压有效值：
U=220V
2.交流测电感：
L=5mH
3.直流侧电容容值：
C=600μF
4.负载电阻大小：
R=200Ω
5.开关频率：
fs=10KHz
6.输出功率：
Po=800W
5.2仿真电路图
图5.1仿真电路图
图5.1是系统的仿真电路图，该图由单相全桥电路图、锁相环控制图和闭环控制图组成。
如图5.1里所示，单相全桥PWM整流电路的每一个桥臂都由一个全控器件和反并联的整流二极管组成。
交流测的电感主要作用是平衡电压、支撑无功功率以及储存能量。
直流侧的电容在全控型器件关断时，为电感电流提供电流路径，缓冲冲击电流。
同时它可以积蓄能量，稳定直流侧电压，抑制直流侧的谐波电压。
闭环控制属于直流控制中的滞环电流控制，是对电压外环和电流内环的控制。
直接电流控制的目的是根据内环采用电流跟踪输入电压所形成的波形，达到交流同步，实现单位功率因数；电压外环的目的是通过将采样的输出电压与输入电流的有效值进行比较，来实现PWM的控制功率的流向，从而实现电压的双向双馈控制。
锁相环路是一种反馈控制
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