UC3845反激式开关电源.docx
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UC3845反激式开关电源
一、目的3
二、内容3
1.主电路工作原理及设计5
1.1单端反激变换器工作原理5
1.2单端反激变换器的工作模式及基本关系6
1.2.1电流连续时反激式变换器的基本关系6
122电流临界连续时反激式变换器的基本关系7
1.2.3电流断续时反激式变换器的基本关系8
1.3RCD吸收电路工作原理及设计8
1.3.1RCD吸收电路工作原理8
1.3.2RCD电路参数设计9
1.4变压器设计9
1.4.1确定匝比9
1.4.2电感设计10
1.4.3磁芯选择11
1.4.4匝数设计12
1.4.5气隙设计12
1.5主电路器件的选择13
1.5.1功率开关管的选择13
1.5.2副边整流二极管的选择13
1.5.3输出滤波电容的选取13
1.5.4钳位电路设计13
2.控制电路工作原理及设计14
2.1电流控制技术原理14
2.2电流控制型脉宽调制器UC3845.14
2.2.1UC3845内部方框图14
2.2.2UC3845功能介绍15
2.3基于UC3845勺控制电路设计17
231开关频率计算17
2.3.2保护电路设计17
3.反馈电路工作原理及设计18
3.1反馈电路工作原理18
3.2反馈电路设计19
3.2.1稳压器TL43119
3.2.2光电耦合器20
3.3参数选择21
4.仿真验证22
五•总结27
直流隔离电源变换器设计
一、目的
1•熟悉逆变电路和整流电路工作原理，探究PID闭环调压系统设计方法。
2•熟悉专用PWM控制芯片工作原理及探究由运放构成的PID闭环控制电路调节规律，并分析系统稳定性。
3.探究POWERMOSF驱动电路的特性并进行设计和优化。
4•探究隔离电源的特点，及隔离变压器的特性。
二、内容
设计基于脉冲变压器的DC-AC-D（变换器，指标参数如下：
输入电压：
90V~135V
输出电压：
12V,纹波＜1%
输出功率：
50W
开关频率：
30kHz;
输出电流范围：
20%g满载；
具有过流、短路保护和过压保护功能，并设计报警电路；
具有隔离功能；
进行变换电路的设计、仿真（选择项）与电路调试。
直流隔离电源变换器设计
摘要
单端反激变换器是开关变换器的一种基本的拓扑结构，其具有重量轻、体积小、制造工艺简单、成本低、功耗小、工作电压范围宽、安全性能高等优点，因此在实际中应用比较广泛，对单端反激变换器的研究和设计具有重要意义。
本次设计实验首先对反激变换器CC和DC工作模式下的能量传输过程及其基本关系进行了分析比较，对RC箝位技术进行了研究，详细阐述了主电路中的高频变压器、MOSFET输出整流二极管和滤波电容等关键参数设计准则。
其次还研究了电流控制技术和基于此技术的UC384芯片的工作原理及特点，进而设计了控制电路。
本电路反馈回路采用可调式精密稳压器TL431配合光耦PC817达到了更好的稳压效果，提高了系统的可靠性。
最后对由主电路、控制电路、反馈回路构成的反激变换器闭环系统进行了详细设计，并进行了仿真验证，分析和验证了电路设计的正确性和准确性。
接着根据系统原理和仿真参数，进行实际电路的搭建和调试，搭建的实际电路能够满足项目要求。
一.主电路工作原理及设计
1.1单端反激变换器工作原理
图1-1给出了反激（Flyback）DC/DC专换器的主电路及其工作状态的电路。
它是由开关管S、整流二极管D滤波电容C和隔离变压器构成。
开关管S按照PWM方式工作。
变压器有两个绕组，初级绕组L1和次级绕组L2,两个绕组是紧密耦合的。
使用的是普通磁材料和带有气隙的铁心。
以保证在最大负载电流时铁心不饱和。
在图1-1中，为Vi输入电压、Vo为输出电压、Io为输出电流、S为开关管、L1、L2为储能电感、iL1为流过电感L1的电流、iL2为流过电感L2的电流，D为续流二极管、C为输出滤波电容、Rl为负载电阻。
当开关管S导通时，续流二极管D承受反向偏置电压而截止，流过电感L1
的电流心线性增加，储能电感L1将电能转换成磁能储存在电感L1中，此时，负载由输出滤波电容C供电；当开关管S断开时，电流iL1降为零，续流二极管D导通，储能电感Ll将能量通过互感传递给L2,通过L2释放能量，流过电感L2的电流iL2线性减小，在减小到Io之前，电感电流一部分给负载供电，一部分给电容充电：
减小到小于Io后，电容进入放电状态，负载由电感和电容共同供电，以维持输出电压和输出电流不变。
在开关管S断开期间，流过电感L2的电流iL2线性减小到零时下一个开通周期还没有到来，则会出现副边电感电流断续的状态。
根据副边电感电流是否出现断续将电路的工作方式分为连续导电模式
（CCM和不连续导电模式（DCM。
1.2单端反激变换器的工作模式及基本关系
1.2.1电流连续时反激式变换器的基本关系
（1）开关状态1（O-Ton）
在t=0瞬间，开关管S导通，电源电压Ui加在变压器初级绕组W1上，此时，在次级绕组W2中的感应电压为Uw2二旦ui，其极性“*”端为正，是二极管D1截止，负载电流由滤波电容Cf提供。
此时，变压器的次级绕组开路，只有初级绕组工作，相当于一个电感，其电感量为L1,因此初级电流ip从最小值Ipmin开始线性增加，其增加率为:
（1-1）
（1-2）
dip_Ui
"d?
匚
在t二T°n时，电流达到最大值Ipmax
Ui
IPmax-IPmin
L1
•八:
」（.）
在此过程中，变压器的铁心被磁化，其磁通「也线性增加。
磁通“的增加量为：
（1-3）
（2）开关状态2（Ton-Ts）
在t=Ton时，开关管S关断，初级绕组开路，次级绕组的感应电动势反向，
其极性“*”端为负，使二极管D1导通存储在变压器磁场中的能量通过二极管D
释放，一方面给电容C充电；另一方面也向负载供电。
此时只有变压器的次级绕组工作，相当于一个电感，其电感量L2。
次级绕组上的电压为二U。
，次级电流is从最大值Ismax线性下降，其下降速度为:
（1-4）
dis_U0dt-L2
U
在UD1…运时，电流达到最大值Ismax
Ismax"sminU°（1—Du）Ts（仁5）
L2
在此过程中，
量为：
变压器的铁心被磁化，其磁通"也线性增加。
磁通G的增加
"（厂W°（1-Du）Ts（1-6）
（3）基本关系
在稳态工作时，开光导通铁心磁通的增加量卞:
气.）必然等于开关管关断时的
减少量.「：
」（丄，即卞:
•■（.）-•「：
■■（；），则由式（1-3）和式（1-6）可得
（1-7）
U。
_W2Du_1Du
U?
_WTl-Du兀.1_Du
式中，K12=W1是变压器初、次级绕组的匝数比。
W2
开关管S关断时所承受的电压为Ui和初级绕组W仲感应电动势之和，即
（1-11）
由以上各式可得
（1-12）
1.2.2电流临界连续时反激式变换器的基本关系
如果在临界电流连续时工作，则式（1-7）仍然成立。
此时，初级绕组的电流最大值为Ipmax5-Du，则IsmaxDu，负载电流I1IsmaxDu）
L1.fs
故有临界连续负载电流：
W2L1.fs2
UiW一*c、
也Jo=2L1.fsW2Du（_Du）（1-13）
在Du=0.5时，I°g达到最大值
._UiW1
1oG_
8L1.fsW2
（1-14）
于是（1-13）式可以写成
Io^4IoGmaxDU（1Du）
（1-15）
上式就是电感电流临界连续的边界。
1.2.3电流断续时反激式变换器的基本关系
Io有关,下
在电感电流断续时，匕不仅与占空比有关，而且还与负载电流Ui
面通过能量守恒进行推导。
一个周期T内直流母线电压Ui提供的功率为
2
（1-16）
p_0.5*Lp（Ip）
又因IP=（Vdc-1）Ton/LP,则有
Ro
可以求得
（1-19）
1.3RCD吸收电路工作原理及设计
1.3.1RCD吸收电路工作原理
变压器磁芯处于直流偏磁状
反激变换器中隔离变压器兼起储能电感作用，
态，为防止磁芯饱和，需要较大气隙，因此漏感较大，电感值相对较低。
当功率开关关断时，由漏感储能引起的电流突变引起很高的关断电压尖峰，功率管导
通时，电感电流变化率大，电流峰值大，CCM模式整流二极管反向恢复引起功率
开关开通时高的电流尖峰。
因此，必须用箝位电路来限制反激变换器功率开关电压、电流应力。
RCD吸收电路加在变压器原边两端，电路拓扑如图1-2所示。
功
率管S关断时，变压器漏感能量转移到电容C上,然后电阻R将这部分能量消耗掉。
图1-2RCD吸收电路
1.3.2RCD电路参数设计
⑴功率管截止时，漏感能量等于电容C吸收的能量
（1-20）
式（1-14）中，L1k为变压器漏感、Lpma＞为原边电感电流峰值、Uds为最大漏源电压、Ureset为电容C初始电压、Ui为输入直流电压。
故
LlkIpmax
（UDS—Ui）2—Ureset2
（1-21）
（2）电容Ch的电压只是在功率管关断的一瞬间冲上去，然后应一直处于放电状态在功率管开通之前，电容C上的电压不应放到低于（N1/N2）Uo，否则二极管D导
通，RC箝位电路将成为该变换器的一路负载。
电阻F根据下式求得:
（1-22）
电阻R额定最大功率，即箝位电路消耗的功率，为
11212
PR^^L'kIpmaxf二[?
C（UDS-Ui）一]f
（1-23）
⑶二极管D承受的峰值电压为Ui+（N1/N2）Uo，峰值电流为原边电感峰值电流
Ipmax。
1.4变压器设计
1.4.1确定匝比
加在变换器输入端的直流电压最大为135V
我们选用额定值为500V的mosfet，此时保留50V的裕量。
此种情况下，漏极电压不能超过450V。
由上分析知，漏极电压为VinVz，于是有
VinVz=180Vz乞450
Vz乞450-180=270V
（1-24）
为
函数画出上述钳位损耗曲线可发现，在所有情况下,
=1.4均为消耗曲线上
的明显下降点。
因此选择此值作为最优比。
则有
VOR川1.4=0.7xVZ=0.7x150=105V
（1-25）
因为为保证最大占空比小于0.5，需选择标准150V稳压管。
若以
Ior
•51.38A
n3.62
（1-28）
假定设计效率为80%则可以得到输入功率
Rn=-^=凹=175W80%0.8
（1-29）
于是可以得到平均输入电流
且其值与Ilr相等，于是有
]IN_丨OR
D1-D
（1-31）解得
二次电流斜坡中心值为
Il'510A
1-D1-0.5
（1-33）
一次电流斜坡中心值为
Ilr=~L2.76A
n3.62
（1-34）
根据以上Ilr值，可得所选电流纹波率情况下的峰值电流
1
Ipk=（1—）Ilr=1.252.76=3.45A
r
（1-35）
伏秒数为
Et二Vonton=130°.540103=1.625Vms（1-36）
设计离线式变压器时，因需降低高频铜耗、减小变压器体积等各种因素,通常将r值设定为0.5左右。
根据“LI”规则一次电感为
二次电感
（1-38）
1.4.3磁芯选择
设计磁性元件与特制或成品电感不同，须加气隙以提高磁芯的能量存储能
力。
若无气隙，磁芯一旦存储少许能量就容易达到饱和。
但对应所需r值，还应
确保L值大小。
若所加气隙太大，则必然导致匝数增多一一这将增大绕组的铜耗。
另外，增加匝数将使绕组占用更大的窗口面积。
故此时必须进行折中选择，通常
采用如下公式（一般应用于铁氧体磁芯，且适用于所有拓扑）
=0.7
（2r）2
PlNcm3
（1-39）
其中f的单位为kHz。
则前例可得
于是开始选取这个体积（或接近）磁芯。
在EE55中可以找到，其等效长度和面积在他的规格中已给出
2
代=3.54cmle=12.3cm
则可得其体积为
3
Ve=Aele=3.5412.3=43.54cm
（1-41）
基本满足要求
1.4.4匝数设计
电压相关方程
（1-42）
LI
BT
NA
使B与L相关联。
由于给定频率的r和L表达式等效，故结合这些公式，磁通密度变化取最大值（通过r），即可得到非常有用的关于r的电压相关方程式
N=（i•2）Von一D（适用于所有拓扑）（1-43）
r2xBpk汇Ae江f
所以若无材料的磁导率、磁隙等信息，只要已知磁芯面积Ae与其磁通密度变换范围，仍能得到所求的匝数值。
对于大多数的铁氧体磁芯，不管有无磁隙，磁通密度变化都不能超过0.3T。
所以求解N为（一次绕组匝数）
np（1+2）130。
号厂38.25匝（1-44）
p0.520.33.54104010
则28V输出的二次绕组匝数为
（1-45）
分别取整数为40匝和11匝
1.4.5气隙设计
最后，必须要考虑到材料的磁导率，L与磁导率相关的方程有
七牛n2h
（1-46）
其中，z为气隙系数
求得
（1-47）
le■丄|gz二
le
（1-48
）
所以
z=9.81
（1-49）
12.3+2000xlg
z=9.81-=lg=0.54mm
12.3g
（1-50）
1.5主电路器件的选择
1.5.1功率开关管的选择
功率开关管上承受的电压应力和电流应力分别为
W1Ui
Uv=Ui1Uo—
W2o1-Du
Ipk=（1-）Ilr=1.252.76=3.45A
功率管选用IRF840（8A/500V）。
1.5.2副边整流二极管的选择
整流二极管D承受的电压应力和电流应力分别为
UU-
D0
K12
1Ipk=nlpk
整流二极管选用MBR10100G（100V/10A）
1.5.3输出滤波电容的选取
输出滤波电容为
c一壬
8K%R
式中，K%为纹波率、R为负载电阻，输出滤波电容选用220uF的电解电容。
1.5.4钳位电路设计
（UDS—Ui）2-Ureset
根据公式（1—16）来计算吸收电阻F的值，R上的功耗基本为漏感能量通过电容转化而来，功耗值为
Ikpmax
由于二极管D和电容C均有功耗，电阻R的功耗按计算值的一半来考虑。
二极管D上通过的峰值电流ID=lpk=3.45A，所以选用肖特基二极管
MUR1560（15A/600v。
二.控制电路工作原理及设计
2.1电流控制技术原理
电流控制技术原理图，如图2-1所示，图中A为误差放大器，N为PW比较器，Uref为参考电压，采用恒频时钟脉冲置位锁存器，输出脉冲，以驱动功率管导通，使电源回路的电流增大。
电源输出电压Uo与参考电压Uref比较放大后，得到误差电压Ue=当电流在采样电阻Rs上的幅度达到ue时，脉宽比较器的状态翻转，锁存器复位，驱动撤除，功率管截止。
这样逐个检测和调节电流脉冲就可以达到控制电源输出的目的。
图2-1电流控制技术原理图
电流控制技术与传统的电压控制技术相比，在电路结构上增加了一个电感电流反馈，此电流反馈就作为PW的斜坡函数，因此不再需要锯齿波（或三角波）发生器。
反馈的电感电流，其电流变化率di/dt直接跟随输入电压和输出电压的变化而变化，电压反馈回路中误差放大器的输出作为电流给定信号，与反馈的电感
电流比较，直接去控制功率开关通断的占空比，使功率开关的峰值电流受电流给定信号控制。
2.2电流控制型脉宽调制器UC3845
2.2.1UC3845内部方框图
UC384系列芯片的内部方框图，如图2-2所示
图2-2UC3845内部方框图
1脚为误差放大输出，并可用于环路补偿；2脚是误差放大器的反相输入；3脚是电流取样端，通常通过一个正比于电感器电流的电压接到这个输入，脉宽调
制器使用此信息中止输出开关的导通；4脚为RT/CT端，通过将电阻RT连至Vref并将CT连至地，使得振荡器频率可调；5脚为接地端；6脚为输出端，输出开关频率为振荡器的一半；7脚为Vcc端;8脚为参考输出，它经RT向电容CT提供充电电流，可提供大电流图腾柱输出，输出电流达1A。
2.2.2UC3845功能介绍
（1）过压保护和欠压锁定
当工作电压Vcc大于36V寸，稳压二极管稳压，使内部电路在小于36V下可靠工作；而当欠压时，有锁定功能。
在输入电压U小于开启电压阀值时，整个电路耗电ImA,降压电阻功耗很小。
此芯片采用了两个欠压锁定比较器来保证在输出级被驱动之前，集成电路已完全可用，正电源端和参考输出各由分离的比较器监视，每个都具有内部的滞后，以防止通过它们各自的门限时产生错误输出动作。
（2）振荡频率的设置
如图3.2所示，UC383芯片8脚和4脚之间接RT，4脚和5脚之间接CT,8脚5V基准电源经RT合定时电容CT充电，U振荡器工作频率f为
（2-1）
1.72
RtC「
（3）误差放大器的补偿
UC3845勺误差放大器同相输入端接在内部+2.5V基准电压上，反相输入端接受外部控制信号，其输出端可外接RC网络，然后接到反相输入端，在使用过程中，
可改变R、C的取值来改变放大器的闭环增益和频率响应。
⑷电流检测和限制
电流检测电路，如图3-3所示。
正常运行时，检测电阻K的峰值电压由内部误
差放大器控制，满足式（2-2）
v（pinl）-■1・4V
3RS
V（pin1）为误差放大器输出电压、Ipk为检测电流。
UC384内部电流测定比较器反向输入端箝位电压为IV，最大限制电流Ipk（max）二理。
在R删3脚之间，常用R
Rs
C组成一个滤波器，用于抑制功率管开通时产生的电流尖峰，其时间常数近似等于电流尖峰持续时间（通常为几百纳秒）。
（5）内部锁存器
UC384内部设置有PW锁存器，加入锁存器可以保证在每个振荡周期仅输出一个控制脉冲，防止噪声干扰和功率管的超功耗。
（6）图腾柱输出
UC3845勺输出级为图腾柱式输出电路，输出晶体管的平均电流为土200mA最大峰值电流可达4-1A，由于电路有峰值电流自我限制的功能，所以不必串入电流限制电阻。
（7）驱动电路
UC3845勺输出能提供足够的漏电流和灌电流，非常适合驱动N沟道M0功率
晶体管，图2-4（a）为直接驱动N勾道MO功率管的电路，此时UCI84XKMOSFE之间不必进行隔离。
若需隔离可米用图2-4（b）所示的隔离式MOSFE勺驱动电路。
（b）
图2-4驱动电路
2.3基于UC3845勺控制电路设计
控制电路原理图如图2-5所示。
稳压管VZ2和电阻R3是为了防止脉冲信号电压过高而照成开关管的损坏，对电路进行稳压，考虑到开关所能承受的电压，选取15V的稳压管，电阻R3=20l。
电阻R11和电容C13组成RC滤波器对6脚输出的脉冲电压进行滤波，所以R1仁20欧姆，C13=4700pF
2.3.1开关频率计算
如图2-5所示，UC3844的脚8与脚4间电阻R8及脚4的接地电容C17决定了芯片内部的振荡频率，由于UC3844内部有个分频器，所以驱动MOSFE功率开
图2-5驱动电路原理图
关管的方波频率为芯片内部振荡频率的一半。
本实验设计的电路频率为
40KHz则UC3845的振荡器工作频率为80KHZ电阻R8一般取10k，则电容C17由式2-1计算可得为2.15nF。
电容C18取为0.1uF。
2.3.2保护电路设计
如图2-5所示，电源电压过压时，2脚电压将会增大，当增大到一定值后，
UC3845将会关断PWM波,即让6脚输出为0,MOS管Q1关断，电源电压自然就会下降，下降到一定程度后，反馈电压VFB也同时变小，这样UC3845勺6脚又开始输出PWM波，控制MOS管的开通关断，使电压维持在12V左右。
MOSFE功率开关管的源极所接的R6是电流取样电阻，变压器原边电感电流流经该电阻产生的电压经滤波后送入UC3844的脚3，构成电流控制闭环。
当负载短路或过流时，通过MOST的电流增大，则取样电阻R6上的电压也会升高，当三脚的电压高于1V时，电流采样比较器输出高电平使PW戯存器置0而使输出封锁，从而达到保护的效果。
若故障消失，下一个时钟脉冲到来时将使PWM
锁存器自动复位。
由于MOS?
开通关断时，有可能产生电流尖峰，并传递到UC3845的3脚，为防止UC3845误保护，我们在R6上并联一个RC滤波电路，其中R5=1KC14=470pF这样就可以滤除电流尖峰，防止误保护。
由式1-35知，峰值电流为3.45A，贝UR6取03」/5W。
3.反馈电路工作原理及设计
反馈电路是通过输出电压引起光电耦合器PC817二极管-三极管上的电流变化取控制UC3845调节占空比，达到稳定输出电压的目的。
电路核心器件PC817和TL431。
图3-1所示为反馈电路原理图,输出经过TL431反馈并将误差放大，TL431阴阳极间电压变化，引起流过光耦PC817发光部分的电流变化，而处于电源高压边的光耦感光部分得到反馈电压，用来调整的UC3845控制器输出的PWM
波的开关时间，从而得到一个稳定的直流电压输出。
图3-1反馈电路原理图
3.1反馈电路工作原理
当输出电压有变大趋势时，经两电阻R13和WR份压后接到TL431的参考输入端（误差放大器的反向输入端）的电压升高，与TL431内部的基准参考电压2.5V作比较，使得TL431阴阳极间电压Vka降低，进而光耦二极管的电流If变大，
于是光耦发光加强，感光端得到的反馈电压也就越大。
UC3845在接受这个变大反馈电压后，与其内部的基准电压进行比较后导致脚1的电平变低，经过内部电流检测比较器与电流采样电压进行比较后输出变高，PWMS存器复位，或非门输出变低，于是关断开关管，使得脉冲变窄，缩短MOSFE功率管的导通时间，于是传输到次级线圈和自馈线圈的能量减小，使输出电压Vo降低。
反之亦然，总的效果是令输出电压保持恒定，不受电网电压或负载变化的影响，达到了实现输出闭环控制的目的。
3.2反馈电路设计
3.2.1稳压器TL431
TL431采用DIP-8或TO-92封装形式，弓I脚排列分别如图3-2所示。
3个引脚分别为：
阴极（CATHODE阳极（ANOD）和参考端（REF。
图中，A为阳极，使用时需接地；K为阴极，需经限流电阻接正电源；URE是输出电压UO勺设定端，外接电阻分压器；NC为空脚。
图3-2TL431封装图及等效电路图
DIPf封装T6理封装
由TL431的等效电路图可以看到，Uref是一
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