UC3845反激式开关电源.docx

1、UC3845反激式开关电源一、 目的 3二、 内容 31.主电路工作原理及设计 51.1单端反激变换器工作原理 51.2单端反激变换器的工作模式及基本关系 61.2.1电流连续时反激式变换器的基本关系 6122电流临界连续时反激式变换器的基本关系 71.2.3电流断续时反激式变换器的基本关系 81.3 RCD吸收电路工作原理及设计 81.3.1RCD吸收电路工作原理 81.3.2RCD电路参数设计 91.4变压器设计 91.4.1确定匝比 91.4.2电感设计 101.4.3磁芯选择 111.4.4匝数设计 121.4.5气隙设计 121.5主电路器件的选择 131.5.1功率开关管的选择 1

2、31.5.2副边整流二极管的选择 131.5.3输出滤波电容的选取 131.5.4钳位电路设计 132.控制电路工作原理及设计 142.1电流控制技术原理 142.2电流控制型脉宽调制器 UC3845. 142.2.1UC3845内部方框图 142.2.2UC3845 功能介绍 152.3基于UC3845勺控制电路设计 17231开关频率计算 172.3.2保护电路设计 173.反馈电路工作原理及设计 183.1反馈电路工作原理 183.2反馈电路设计 193.2.1 稳压器 TL431 193.2.2光电耦合器 203.3参数选择 214.仿真验证 22五总结 27直流隔离电源变换器设计一、

3、 目的1 熟悉逆变电路和整流电路工作原理，探究 PID闭环调压系统设计方法。2熟悉专用PWM控制芯片工作原理及探究由运放构成的 PID闭环控制电路 调节规律，并分析系统稳定性。3.探究POWER MOSF驱动电路的特性并进行设计和优化。4 探究隔离电源的特点，及隔离变压器的特性。二、 内容设计基于脉冲变压器的DC-AC-D（变换器，指标参数如下：输入电压：90V135V输出电压：12V,纹波1%输出功率：50W开关频率：30kHz;输出电流范围：20%g满载；具有过流、短路保护和过压保护功能，并设计报警电路；具有隔离功能；进行变换电路的设计、仿真（选择项）与电路调试。直流隔离电源变换器设计摘要

4、单端反激变换器是开关变换器的一种基本的拓扑结构，其具有重量轻、体积 小、制造工艺简单、成本低、功耗小、工作电压范围宽、安全性能高等优点，因 此在实际中应用比较广泛，对单端反激变换器的研究和设计具有重要意义。本次设计实验首先对反激变换器CC和DC工作模式下的能量传输过程及其 基本关系进行了分析比较，对RC箝位技术进行了研究，详细阐述了主电路中的 高频变压器、MOSFET输出整流二极管和滤波电容等关键参数设计准则。其次还研究了电流控制技术和基于此技术的 UC384芯片的工作原理及特点， 进而设计了控制电路。本电路反馈回路采用可调式精密稳压器 TL431配合光耦 PC817达到了更好的稳压效果，提高

5、了系统的可靠性。最后对由主电路、控制电路、反馈回路构成的反激变换器闭环系统进行了详 细设计，并进行了仿真验证，分析和验证了电路设计的正确性和准确性。 接着根 据系统原理和仿真参数，进行实际电路的搭建和调试，搭建的实际电路能够满足 项目要求。一.主电路工作原理及设计1.1单端反激变换器工作原理图1-1给出了反激（Flyback）DC/DC专换器的主电路及其工作状态的电路。 它是由开关管S、整流二极管D滤波电容C和隔离变压器构成。开关管 S按照 PWM方式工作。变压器有两个绕组，初级绕组 L1和次级绕组L2,两个绕组是紧 密耦合的。使用的是普通磁材料和带有气隙的铁心。以保证在最大负载电流时铁 心不

6、饱和。在图1-1中，为Vi输入电压、Vo为输出电压、Io为输出电流、S为开关管、L1、 L2为储能电感、iL1为流过电感L1的电流、iL2为流过电感L2的电流，D为续流 二极管、C为输出滤波电容、Rl为负载电阻。当开关管S导通时，续流二极管D承受反向偏置电压而截止，流过电感 L1的电流 心 线性增加，储能电感L1将电能转换成磁能储存在电感 L1中，此时， 负载由输出滤波电容C供电；当开关管S断开时，电流iL1降为零，续流二极管 D导通，储能电感Ll将能量通过互感传递给L2,通过L2释放能量，流过电感 L2的电流iL2线性减小，在减小到Io之前，电感电流一部分给负载供电，一部 分给电容充电：减小

7、到小于Io后，电容进入放电状态，负载由电感和电容共同 供电，以维持输出电压和输出电流不变。在开关管 S断开期间，流过电感L2的 电流iL2线性减小到零时下一个开通周期还没有到来，则会出现副边电感电流断 续的状态。根据副边电感电流是否出现断续将电路的工作方式分为连续导电模式（CCM和不连续导电模式（DCM。1.2单端反激变换器的工作模式及基本关系1.2.1电流连续时反激式变换器的基本关系(1)开关状态1( O-Ton)在t=0瞬间，开关管S导通，电源电压Ui加在变压器初级绕组 W1上，此 时，在次级绕组 W2中的感应电压为Uw2二旦u i，其极性“ *”端为正，是二极 管D1截止，负载电流由滤波

8、电容Cf提供。此时，变压器的次级绕组开路，只有 初级绕组工作，相当于一个电感，其电感量为L1,因此初级电流ip从最小值Ipmin 开始线性增加，其增加率为:(1-1)(1-2)dip _ U id? 匚在t二Tn时，电流达到最大值Ip maxU iI Pmax - I PminL1八:(.)在此过程中，变压器的铁心被磁化，其磁通 也线性增加。磁通“的增加 量为：(1-3)(2 )开关状态2( Ton-Ts)在t=Ton时，开关管S关断，初级绕组开路，次级绕组的感应电动势反向，其极性“* ”端为负，使二极管D1导通存储在变压器磁场中的能量通过二极管 D释放，一方面给电容C充电；另一方面也向负载供

9、电。此时只有变压器的次级绕 组工作，相当于一个电感，其电感量 L2。次级绕组上的电压为二U。，次级电 流is从最大值Ismax线性下降，其下降速度为:(1-4)dis _ U 0 dt - L2U在UD1运时，电流达到最大值IsmaxIsmax smin U(1 Du)Ts (仁5)L2在此过程中，量为：变压器的铁心被磁化，其磁通 也线性增加。磁通G的增加(厂 W(1-Du)Ts ( 1-6)(3 )基本关系在稳态工作时，开光导通铁心磁通的增加量 卞:气.）必然等于开关管关断时的减少量.：（丄，即卞:（.）-：（；），则由式（1-3）和式（1-6）可得(1-7)U。_W2 Du _ 1 DuU

10、? _ WTl-Du 兀.1 _Du式中，K12=W1是变压器初、次级绕组的匝数比。W2开关管S关断时所承受的电压为Ui和初级绕组 W仲感应电动势之和，即（1-11）由以上各式可得（1-12）1.2.2电流临界连续时反激式变换器的基本关系如果在临界电流连续时工作，则式（1-7 ）仍然成立。此时，初级绕组的电 流最大值为 Ipmax 5- Du，则 Ismax Du，负载电流 I 1 I smax Du ）L1.fs故有临界连续负载电流：W2 L1.fs 2Ui W 一 *c、也 Jo=2L1.fsW2Du(_Du) ( 1-13)在Du=0.5时，Ig达到最大值._ Ui W11 oG _8L

11、1. fs W2（1-14）于是（1-13）式可以写成Io 4IoGmaxDU(1 Du)（1-15）上式就是电感电流临界连续的边界。1.2.3电流断续时反激式变换器的基本关系Io有关,下在电感电流断续时， 匕 不仅与占空比有关，而且还与负载电流 Ui面通过能量守恒进行推导。一个周期T内直流母线电压Ui提供的功率为2(1-16)p _ 0.5* Lp（Ip）又因 IP = (Vdc - 1)Ton / LP,则有Ro可以求得(1-19)1.3 RCD吸收电路工作原理及设计1.3.1 RCD吸收电路工作原理变压器磁芯处于直流偏磁状反激变换器中隔离变压器兼起储能电感作用，态，为防止磁芯饱和，需要较

12、大气隙，因此漏感较大，电感值相对较低。当功 率开关关断时，由漏感储能引起的电流突变引起很高的关断电压尖峰， 功率管导通时，电感电流变化率大，电流峰值大，CCM模式整流二极管反向恢复引起功率开关开通时高的电流尖峰。因此，必须用箝位电路来限制反激变换器功率开关电 压、电流应力。RCD吸收电路加在变压器原边两端，电路拓扑如图 1-2所示。功率管S关断时，变压器漏感能量转移到电容 C上,然后电阻R将这部分能量消耗 掉。图1-2 RCD吸收电路1.3.2 RCD电路参数设计 功率管截止时，漏感能量等于电容C吸收的能量(1-20)式(1-14)中，L1k为变压器漏感、Lpma为原边电感电流峰值、Uds为最

13、大漏源电 压、Ureset为电容C初始电压、Ui为输入直流电压。故LlkIp max(UDS Ui)2 Ureset2(1-21) (2 )电容Ch的电压只是在功率管关断的一瞬间冲上去，然后应一直处于放电状 态在功率管开通之前，电容C上的电压不应放到低于(N1/N2)Uo，否则二极管D导通，RC箝位电路将成为该变换器的一路负载。电阻 F根据下式求得:(1-22)电阻R额定最大功率，即箝位电路消耗的功率，为1 1 2 1 2PR LkIpmaxf 二?C(UDS-Ui) 一 f(1-23) 二极管D承受的峰值电压为Ui+(N1/N2)Uo，峰值电流为原边电感峰值电流Ipmax。1.4变压器设计1

14、.4.1确定匝比加在变换器输入端的直流电压最大为 135V我们选用额定值为500V的mosfet，此时保留50V的裕量。此种情况下，漏 极电压不能超过450V。由上分析知，漏极电压为Vin Vz，于是有Vin Vz =180 Vz 乞 450Vz 乞 450-180 = 270V(1-24)为函数画出上述钳位损耗曲线可发现，在所有情况下,=1.4均为消耗曲线上的明显下降点。因此选择此值作为最优比。则有VOR 川1.4 = 0.7 xVZ =0.7x150 = 105V(1-25)因为为保证最大占空比小于0.5，需选择标准150V稳压管。若以Ior 5 1.38 An 3.62(1-28)假定设

15、计效率为80%则可以得到输入功率Rn =- =凹=175W 80% 0.8 (1-29)于是可以得到平均输入电流且其值与Ilr相等，于是有IN _ 丨 ORD 1 -D (1-31)解得二次电流斜坡中心值为Il 5 10A1 -D 1-0.5(1-33)一次电流斜坡中心值为I lr = L 2.76 An 3.62(1-34)根据以上Ilr值，可得所选电流纹波率情况下的峰值电流1Ipk =(1 ) Ilr =1.25 2.76=3.45Ar(1-35)伏秒数为Et 二Von ton=130 .540 103 = 1.625Vms (1-36)设计离线式变压器时，因需降低高频铜耗、减小变压器体积

16、等各种因素, 通常将r值设定为0.5左右。根据“ L I ”规则一次电感为二次电感(1-38)1.4.3磁芯选择设计磁性元件与特制或成品电感不同，须加气隙以提高磁芯的能量存储能力。若无气隙，磁芯一旦存储少许能量就容易达到饱和。但对应所需 r值，还应确保L值大小。若所加气隙太大，则必然导致匝数增多一一这将增大绕组的铜耗。 另外，增加匝数将使绕组占用更大的窗口面积。 故此时必须进行折中选择，通常采用如下公式(一般应用于铁氧体磁芯，且适用于所有拓扑)= 0.7(2 r)2PlNcm3(1-39)其中f的单位为kHz。则前例可得于是开始选取这个体积（或接近）磁芯。在 EE55中可以找到，其等效长度 和

17、面积在他的规格中已给出2代=3.54cm le = 12.3cm则可得其体积为3Ve = Ae le =3.54 12.3 = 43.54cm(1-41)基本满足要求1.4.4匝数设计电压相关方程(1-42)LIB TNA使B与L相关联。由于给定频率的r和L表达式等效，故结合这些公式，磁通密 度变化取最大值（通过r），即可得到非常有用的关于r的电压相关方程式N =（i 2） Von一D （适用于所有拓扑） （1-43）r 2 x Bpk 汇 Ae 江 f所以若无材料的磁导率、磁隙等信息，只要已知磁芯面积Ae与其磁通密度变换 范围，仍能得到所求的匝数值。对于大多数的铁氧体磁芯，不管有无磁隙，磁通

18、 密度变化都不能超过0.3T。所以求解N为（一次绕组匝数）np（1 + 2） 130。号 厂38.25匝 （1-44）p 0.5 2 0.3 3.54 10 40 10则28V输出的二次绕组匝数为(1-45)分别取整数为40匝和11匝1.4.5气隙设计最后，必须要考虑到材料的磁导率，L与磁导率相关的方程有七牛n2h(1-46)其中，z为气隙系数求得(1-47)le 丄|g z 二le(1-48)所以z =9.81(1-49)12.3 +2000xlgz =9.81 - = lg = 0.54mm12.3 g(1-50)1.5主电路器件的选择1.5.1功率开关管的选择功率开关管上承受的电压应力和

19、电流应力分别为W1 UiUv=Ui 1Uo W2 o 1-DuIpk =(1 -) Ilr =1.25 2.76 =3.45A功率管选用 IRF840(8A/500V)。1.5.2副边整流二极管的选择整流二极管D承受的电压应力和电流应力分别为U U -D 0K121 Ipk = nl pk整流二极管选用 MBR10100G(100V/10A)1.5.3输出滤波电容的选取输出滤波电容为c 一壬8K%R式中，K%为纹波率、R为负载电阻，输出滤波电容选用 220uF的电解电容。1.5.4钳位电路设计(UDS Ui)2 -Ureset根据公式(1 16)来计算吸收电阻F的值，R上的功耗基本为漏感能量通

20、过电容转 化而来，功耗值为Ik pmax由于二极管D和电容C均有功耗，电阻R的功耗按计算值的一半来考虑。二极管D上通过的峰值电流ID=lpk=3.45A，所以选用肖特基二极管MUR1560(15A/600v。二.控制电路工作原理及设计2.1电流控制技术原理电流控制技术原理图，如图2-1所示，图中A为误差放大器，N为PW比较器， Uref为参考电压，采用恒频时钟脉冲置位锁存器，输出脉冲，以驱动功率管导通， 使电源回路的电流增大。电源输出电压Uo与参考电压Uref比较放大后，得到误差 电压Ue=当电流在采样电阻Rs上的幅度达到ue时，脉宽比较器的状态翻转，锁存 器复位，驱动撤除，功率管截止。这样逐

21、个检测和调节电流脉冲就可以达到控制 电源输出的目的。图2-1 电流控制技术原理图电流控制技术与传统的电压控制技术相比，在电路结构上增加了一个电感电 流反馈，此电流反馈就作为PW的斜坡函数，因此不再需要锯齿波(或三角波)发 生器。反馈的电感电流，其电流变化率 di/dt直接跟随输入电压和输出电压的变 化而变化，电压反馈回路中误差放大器的输出作为电流给定信号， 与反馈的电感电流比较，直接去控制功率开关通断的占空比，使功率开关的峰值电流受电流给 定信号控制。2.2电流控制型脉宽调制器UC38452.2.1 UC3845内部方框图UC384系列芯片的内部方框图，如图2-2所示图2-2 UC3845内部

22、方框图1脚为误差放大输出，并可用于环路补偿；2脚是误差放大器的反相输入；3 脚是电流取样端，通常通过一个正比于电感器电流的电压接到这个输入， 脉宽调制器使用此信息中止输出开关的导通；4脚为RT/CT端，通过将电阻RT连至Vref 并将CT连至地，使得振荡器频率可调；5脚为接地端；6脚为输出端，输出开关频 率为振荡器的一半；7脚为Vcc端; 8脚为参考输出，它经RT向电容CT提供充电电 流，可提供大电流图腾柱输出，输出电流达 1A。2.2.2 UC3845功能介绍（1） 过压保护和欠压锁定当工作电压Vcc大于36V寸，稳压二极管稳压，使内部电路在小于 36V下可靠 工作；而当欠压时，有锁定功能。

23、在输入电压 U小于开启电压阀值时，整个电路 耗电ImA,降压电阻功耗很小。此芯片采用了两个欠压锁定比较器来保证在输出 级被驱动之前，集成电路已完全可用，正电源端和参考输出各由分离的比较器监 视，每个都具有内部的滞后，以防止通过它们各自的门限时产生错误输出动作。（2） 振荡频率的设置如图3.2所示，UC383芯片8脚和4脚之间接RT，4脚和5脚之间接CT, 8脚5V基准电 源经RT合定时电容CT充电，U振荡器工作频率f为(2-1 )1.72RtC（3）误差放大器的补偿UC3845勺误差放大器同相输入端接在内部+2. 5V基准电压上，反相输入端接 受外部控制信号，其输出端可外接RC网络，然后接到反

24、相输入端，在使用过程中，可改变R、C的取值来改变放大器的闭环增益和频率响应。电流检测和限制电流检测电路，如图3-3所示。正常运行时，检测电阻K的峰值电压由内部误差放大器控制，满足式(2-2)v( pinl) -14V3RSV(pin1)为误差放大器输出电压、I pk为检测电流。UC384内部电流测定比较器 反向输入端箝位电压为IV，最大限制电流Ipk(max)二理。在R删3脚之间，常用RRsC组成一个滤波器，用于抑制功率管开通时产生的电流尖峰，其时间常数近似等 于电流尖峰持续时间(通常为几百纳秒)。(5)内部锁存器UC384内部设置有PW锁存器，加入锁存器可以保证在每个振荡周期仅输出 一个控制

25、脉冲，防止噪声干扰和功率管的超功耗。(6)图腾柱输出UC3845勺输出级为图腾柱式输出电路，输出晶体管的平均电流为土 200mA 最大峰值电流可达4-1A，由于电路有峰值电流自我限制的功能， 所以不必串入电 流限制电阻。(7)驱动电路UC3845勺输出能提供足够的漏电流和灌电流，非常适合驱动 N沟道M0功率晶体管，图2-4(a)为直接驱动N勾道MO功率管的电路，此时UCI84XKMOSFE之间 不必进行隔离。若需隔离可米用图2-4(b)所示的隔离式MOSFE勺驱动电路。(b)图2-4 驱动电路2.3基于UC3845勺控制电路设计控制电路原理图如图2-5所示。稳压管VZ2和电阻R3是为了防止脉冲

26、信号 电压过高而照成开关管的损坏，对电路进行稳压，考虑到开关所能承受的电压， 选取15V的稳压管，电阻R3=20l。电阻R11和电容C13组成RC滤波器对6脚输 出的脉冲电压进行滤波，所以 R1仁20欧姆，C13=4700pF2.3.1开关频率计算如图2-5所示，UC3844的脚8与脚4间电阻R8及脚4的接地电容C17决 定了芯片内部的振荡频率，由于UC3844内部有个分频器，所以驱动MOSFE功率 开图2-5驱动电路原理图关管的方波频率为芯片内部振荡频率的一半。本实验设计的电路频率为40KHz则UC3845的振荡器工作频率为80KHZ电阻R8一般取10k，则电容C17 由式2-1计算可得为2

27、.15nF。电容C18取为0.1uF。2.3.2保护电路设计如图2-5所示，电源电压过压时，2脚电压将会增大，当增大到一定值后，UC3845将会关断PWM波,即让6脚输出为0, MOS管Q1关断，电源电压自然就 会下降，下降到一定程度后，反馈电压 VFB也同时变小，这样UC3845勺6脚又 开始输出PWM波，控制MOS管的开通关断，使电压维持在12V左右。MOSFE功率开关管的源极所接的 R6是电流取样电阻，变压器原边电感电流 流经该电阻产生的电压经滤波后送入 UC3844的脚3，构成电流控制闭环。当负 载短路或过流时，通过 MOST的电流增大，则取样电阻 R6上的电压也会升高， 当三脚的电压

28、高于1V时，电流采样比较器输出高电平使 PW戯存器置0而使输 出封锁，从而达到保护的效果。若故障消失，下一个时钟脉冲到来时将使 PWM锁存器自动复位。由于MOS?开通关断时，有可能产生电流尖峰，并传递到UC3845 的3脚，为防止UC3845误保护，我们在R6上并联一个RC滤波电路，其中R5=1K C14=470pF这样就可以滤除电流尖峰，防止误保护。由式1-35知，峰值电流为3.45A，贝U R6取03/5W。3.反馈电路工作原理及设计反馈电路是通过输出电压引起光电耦合器 PC817二极管-三极管上的电流变 化取控制UC3845调节占空比，达到稳定输出电压的目的。电路核心器件PC817 和T

29、L431。图3-1所示为反馈电路原理图,输出经过TL431反馈并将误差放大， TL431阴阳极间电压变化，引起流过光耦 PC817发光部分的电流变化，而处于电 源高压边的光耦感光部分得到反馈电压，用来调整的 UC3845控制器输出的PWM波的开关时间，从而得到一个稳定的直流电压输出。图3-1反馈电路原理图3.1反馈电路工作原理当输出电压有变大趋势时，经两电阻R13和WR份压后接到TL431的参考输 入端（误差放大器的反向输入端）的电压升高，与TL431内部的基准参考电压2.5V 作比较，使得TL431阴阳极间电压Vka降低，进而光耦二极管的电流If变大，于是光耦发光加强，感光端得到的反馈电压也

30、就越大。 UC3845在接受这个变大 反馈电压后，与其内部的基准电压进行比较后导致脚 1的电平变低，经过内部电 流检测比较器与电流采样电压进行比较后输出变高， PWMS存器复位，或非门输 出变低，于是关断开关管，使得脉冲变窄，缩短 MOSFE功率管的导通时间，于 是传输到次级线圈和自馈线圈的能量减小，使输出电压 Vo降低。反之亦然，总 的效果是令输出电压保持恒定，不受电网电压或负载变化的影响，达到了实现输 出闭环控制的目的。3.2反馈电路设计3.2.1 稳压器 TL431TL431采用DIP-8或TO-92封装形式，弓I脚排列分别如图3-2所示。3个引脚分 别为：阴极（CATHODE阳极（ANOD）和参考端（REF。图中，A为阳极，使用 时需接地；K为阴极，需经限流电阻接正电源；URE是输出电压UO勺设定端，外 接电阻分压器；NC为空脚。图3-2 TL431封装图及等效电路图DIPf封装 T6理封装由TL431的等效电路图可以看到，Uref是一