谷建伟电力机车弯道速度遥控信号发射系统.docx
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谷建伟电力机车弯道速度遥控信号发射系统
河南科技学院
2009届本科毕业论文（设计）
论文题目：
电力机车弯道速度遥控——信号发射系统
学生姓名：
谷建伟
所在院系：
机电学院
所学专业：
机电技术教育
导师姓名：
杨天明
完成时间：
2009年5月28日
摘要
本文简要介绍了目前的电力机车弯道速度遥控技术的发展概况，分析了电力机车弯道速度遥控系统的基本原理。
该项技术以最新推出的电力机车弯道速度遥控系统的核心——单片机接收控制系统为中心，以信号的发送和接收以及提示报警系统为辅助，设计了电力机车弯道速度遥控的信号发射系统、信号接收系统、单片机接收控制系统和接收报警系统。
本课题着重对其中的接收报警系统进行了详细的介绍。
接收报警装置是以MCS-51系列单片机为核心,采用无线遥控发射——接收元件作为机车到达弯道的检测元件,以优质的单片语音录放电路作为语音报警系统,根据单片机接收到的不同位置的编码信号,使系统发出相应的语音报警信号进行报警。
关键词：
电力机车，弯道速度遥控，单片语音录放电路，无线遥控发射——接收元件，单片机
Abstract
Thisarticlebrieflyintroducesthedevelopmentofcurvespeedremotecontrolingtechnologyofelectriclocomotivesandanalysisthebasicprincipleofcurvespeedremotecontrolingsystemofelectriclocomotives.Thetechnologytakessingle-chipreceivercontrolingsystem,whichisacoreofthelastestcurvespeedremotecontrolingsystemofelectriclocomotives,asacenter.Ittakessignalsending,receiving,promptingandalarmsystemsasasecondary.Thistopicisadesignofthesignallaunchingsystem,signalreceptionsystem,single-chipreceivercontrolingsystemandreceiving-alarmsystemofthecurvespeedremotecontrolingtechnologyofelectriclocomotives.Thistopicfocusesonthereceiving-alarmsystemindetailedintroduction.MCS-51seriesmicrocontrollerisacoreofthereceiving-alarminstallations.Theinstallationsadoptswirelessremotecontrollaunching-receivingcomponentsasthedetectcomponentswhenlocomotivereachescurve.Ittakeshighqualitymonolithicpronunciationrecordingandsending-outelectriccircuitaspronunciationalarmsystem.Accordingtothedifferentpositioncodedsignalwhichmicrocontrollerreceives,installationsissuedspronunciationalarmsignals.
Keywords:
Electriclocomotives，Curvespeedremotecontroling，Monolithicpronunciationrecordingandsending-outelectriccircuit，Wirelessremotecontrollaunching—receivingcomponents，MCS-51microcontroller
目录
1绪论4
2发射电路5
2.1调频发射机的性能指标5
2.2FM调制器5
2.2.1中小规模集成块构成的FM调制器5
2.2.2大规模集成块构成的FM调制器8
2.2.3前级功率放大器11
2.2.4末级功率放大器12
2.2.5直流稳压电源16
3接收电路17
4报警电路18
4.1报警硬件组成18
4.2报警控制过程19
5单片机系统电路及程序20
5.1单片机最小系统20
5.2单片机控制报警电路21
6结束语21
致谢22
参考文献23
1绪论
随着电力、电子技术的发展以及环保意识的倡导，电力机车的发展取得了巨大的技术进步。
电力机车弯道速度遥控技术是铁道部门发展的重要技术之一，它的发展直接制约着电力机车速度和运行效率的提高。
在山区或者一些地形比较复杂的地区，弯道运行容易出现脱轨事故。
因此，列车安全问题被摆在了首要位置。
在综合安全和效率的同时，弯道速度遥控技术便被提上日程。
在电力机车弯道速度遥控系统中，报警系统是重要一环。
它直接关系到电力机车进入弯道以后的安全问题。
特别是出现故障时，该系统作出及时报警，提醒机车驾驶员快速制动，就能避免事故的发生。
把乘客的生命财产损失降到最低程度。
在安全的基础上科学的提高机车速度，就可以节省时间和燃料，提高列车运行效率。
电力机车的普及和推广促进了该系统各项技术的突破。
根据网络资源以及相关资料调查，类似本课题的项目在国内外有一定的研究成果。
各种具有类似报警控制功能的装置也就应运而生。
其中的一种接收报警装置是以MCS-51系列单片机为核心,采用无线遥控发射——接收元件作为机车到达弯道的检测元件,以优质的单片语音录放电路作为语音报警系统,根据单片机接收到的不同位置的编码信号,使系统发出相应的语音报警信号进行报警。
该装置具有结构简单，便于维护，操作方便，适应性强等优点。
列车驾驶室安装上此装置后，就能迅速得知机车的运行现状并立即做出反应。
基本上实现了智能化，更人性化。
图1总方框图
2发射电路
发射机按调制方式可分为调幅（AM）、调频（AF）、调相（PM）和脉冲调制四大类，他们又有模拟和数字之分。
这里只讨论调频发射机，因为它广泛用于广播、电视、通讯、报警、遥控、遥测、电子对抗等领域中。
调频发射机由调制器，前置功放，末级功放（含保护电路）和直流稳压电源等部分组成。
2.1调频发射机的性能指标
（1）发射频率ƒ0和频率范围所谓发射频率ƒ0是指载波频率，频率范围是指可以变动的范围。
（2）发射功率P发射功率P是指接上负载后实际输出的功率。
（3）输出阻抗对调频广播而言，一般要求输阻抗为50Ω；对电视而言一般要求75Ω。
（4）残波辐射残波辐射是指杂波与输出功率之比。
（5）音频输入阻抗和电平音频输入端要求的阻抗和输入电平。
（6）信杂比信杂比是指已调波在规定频偏的情况下经理想解调后有用信号功率与噪声功率之比。
（7）失真度失真度是指已调波在规定频偏的情况下经理想解调后单音频信号的失真度。
（8）频率响应频率响应是指已调波在规定频偏的情况下经理想解调后输出音频的幅频响应。
（9）效率效率是指输出功率P与电源消耗的总功率P0之比。
一般用η表示。
η=P÷P0
2.2FM调制器
20世纪末广泛采用以中小规模集成块构成的FM调制器，近几年大规模集成块构成的FM调制器已进入市场。
现分别予以介绍。
2.2.1.中小规模集成块构成的FM调制器
（1）由中小规模集成块构成的FM调制器原理方框图如图2.1所示。
它由三部分组成，即
为频率合成器；II为音频处理器；III为FM波的缓冲放大器。
图2.1中小规模集成的FM调制器原来图
频率合成器的作用是产生一个震荡频率稳定度极高的FM波信号，它是调制器的核心部件。
音频处理器的作用是将各种各样的音频信号经过处理后，变成输出阻抗和电平基本一样的信号，再将这些信号加至压控振荡器的变容二极管上。
射频缓冲放大器起缓冲，放大，匹配和滤波的作用。
（2）线路分析
①频率合成器（I部分）
由中小规模集成块构成的频率合成器。
它产生一个频率稳定度与参考晶体管振荡器相同的高频震荡。
②音频信号处理器（II部分）
音频信号处理器如图2.2所示。
IC1和其外围电路组成平衡转换为不平衡及放大电路。
RP1是调节共模抑制比用的，抑制想交流电之类的共模信号，从而提高共模抑制比KCMR。
单声道平衡输入信号经过共模抑制电阻网络送到运放IC1进行放大并转化成单端信号，再经RP4调节至适当电平输出，使之在1kHz0dBm输入时频偏为±75Hz,然后在把这个电平送给由C10（1000pF）和电阻R12（51kΩ）组成的50s预加重网络，使音频高端信号得到提升。
目的是减少发射与接收时高音频端的调频噪音的影响。
图2.2音频处理器原理图
单声道不平衡输入信号经RP2（10kΩ）调节到适当电平输出，使之能在1kHz300mV输入时，频偏为±75kHz，将这个信号送到预加重网络。
立体声复合信号（经过立体声编码后的信号）经RP3（1kΩ）调节到适当电平输出，使之能在1kHz300mV输出时，频偏为±75kHz将这个适当电平直接送到后面调制振荡器的变容二极管上。
③射频缓冲放大器（III部分）
射频缓冲放大电路的原理见图2.3所示。
它由三级缓冲放大和一级输出放大器组成。
图2.3射频缓冲放大器
来自压控振荡器的FM信号，经过三级缓冲放大，由VT1、VT2和VT3组成，主要起缓冲隔离作用，减轻振荡级的负载，提高频率稳定度。
VT1采用低噪声场效应管J130或3DJ9，这三级均为射级跟随器。
L1、C8和C9组成低通滤波器。
信号经过三级缓冲放大后，在VT3的发射极（e极）分两路，一路经R39（51）接至频率分频端，经固定10分频，可变程序分频（N）,然后加至鉴相器与参考信号进行相位比较。
另一路经带通滤波器BPF到输出放大器VT4。
输出放大器由VT4、VT5和VT6组成。
VT4是放电管，工作于甲类状态，其直流电压由VT5控制，调节电位器RP1使VT5的基极（b极）偏压变化，从而使VT5的VCE的电压发生变化，使加在VT4的集电极（c极）的直流电压变化，因此控制VT4工作电压的大小，就控制了调制器送来的FM波输出的大小，也就控制了整机功率输出的大小，所以，VT5为功率调整级。
VT6是保护电路，VT6通过VD1和VD2接收频率失锁控制信号和末级负载失配严重（例如天线开路或短路）时，VD1或VD2导通，使VT6导通或饱和，从而使VT4的输出适当减少或截止，以保证发射机正常工作。
锁相指示电路由运放IC1、VT7、VT8和锁相指示绿色发光二极管组成。
当发射频率被锁定时，IC15脚接收一个正脉冲，使IC17脚输出为低电平，VT7导通，VT7管e极有电流流通，串接在VT7管e极上的锁相指示灯发亮，接着VT8也导通，使VT8的ce结电压（VCE2）<1V，此电压使VD1和VT6截止，这样调制器输出管b极未被钳死而正常输出。
调频波送到前级功放盒去。
当频率失锁时，IC1输出高电平，VT7截止，e极无电流流过，锁相指示灯不亮，此时VT8也截止使VD1导通，VT6接近饱和，输出管VT4的b级被钳住在0.3V，而使VT4截止，无调频信号输出。
2.2.2大规模集成块构成的FM调制器
前面介绍利用中小规模集成块构成的调频调制器，其外围电路复杂，且性价比不大。
近几年已研制成大规模集成块构成的调频调制器。
现有的大规模PLL芯片已经可以将压控振荡器（VCO）,可编程分频器，鉴频鉴相器（FDPD）,低通有源滤波器（LPF）全部集成在一个芯块内。
MC14552为并入数据的大规模PLL芯片，广泛地应用于FM发射机的调制器中。
外部稳定参考源由OSDin输入，经12位分频将输入频率除以R，然后送入FD÷PD。
R值由RA0、RA1、RA2上的电平决定，只有8个值可选，详见表2.1所示。
表2.1
RA2
0
0
0
0
1
1
1
1
RA1
0
0
1
1
0
0
1
1
RA0
0
1
0
1
0
1
0
1
R
8
64
128
256
512
1024
1160
2048
关于分频器，因一般可编程分频器只能工作到几十兆赫兹，再高频率时就要在VCO与÷N分频器之间加入一个前置分频器。
将VCO的频率降到几十兆赫兹，前置分频器通常是ECL器件，它只能固定的1～2个分频比，以P表示。
这时ƒ被锁定在：
ƒ=N×P׃r
虽然N是任意值，但N×P则为离散的，吞吐脉冲技术可以方便地使总分频比为连接数。
除P÷P+1前置分频器外，其他均为芯片MC145152内部所有，前置分频器有两种分频比，由M电平决定。
当M=1时分频比为P+1，当M=0时分频比为P。
内部÷N计数器和÷A计数器均为减法计数器，当减到零时，÷A计数器输出由高变低，÷N计数器减到零时输出一脉冲到FD÷PD并同时将预置地N和A值重新置入÷A和÷N计数器中。
N值和A值由人工置入，开始时因A中有数，M=1,前置分频比为P+1，当减法计数到输入为A（P+1）个周期时，÷A计数器为零，M=0，以后前置分频比为P。
同时÷计数器仍有数N-A，由于与门的作用，÷A计数器为零以后停止计数，M保持为M=0，÷N计数器则继续减法计数，当计数到P（N-A）个ƒ周期后N=0，输出一个计数脉冲到FDPD经行闭环反馈。
同时将置入数A和N重新写入÷A和÷N计数器中（图中这部分略去），M因而为1。
以后重复上述过程，整个过程输入的ƒ周期数为
∑=A（P+1）+（N-A）P=PN+A
只要N>A，上述过程成立，尽管P为固定值，当合理选择N和A值，∑值即可连续。
现举例说明。
MC145152A的最大为63，取P=64（MC12017或MC145152）,则
∑=64N+（0～63）
可见N为大于A的任意数，A为0～63均可使之连续，由于MC145152的N值最大为1023，则∑最大值为
图2.4是一个实验用大规模PLL芯片构成的原理电路图，其中除大规模芯片MC145152外，VCO用MC1648，前置分频器是MC12022，有源滤波器由运放741组成，输出放大器由三极管2SC3355组成，大规模芯片是通过编码开关，可分别置入R、A及N值。
管脚7为ΦR，管脚8为ΦU，管脚9是变模输出，管脚1为分频输出，管脚26、管脚27外接石英片构成振荡器。
图2.4用大规模PLL芯片构成的小功率调频调制器原来电路图
VCO芯片管脚3为缓冲输出，一路供前置分频器MC12022，一路供2SC3355放大后输出，图中有关LPF的参数由计算及实验决定。
由于芯片集成度高，大大简化了PLL的设计，我们要做的主要是确定ƒr和设计LPF。
确定ƒr时应满足：
①ƒr为步长（频点间隔）的整分数；
②石英频率为商品值并与芯片的R值配合可产生ƒr；
③由ƒr确定的N值应在芯片范围，而且必须满足N>A；ƒr不应落在调制频率基带内；
调频PLL的低通滤波器截止频率应低于调制基带的最低频率，由于低通滤波器的幅频特性不是和陡峭，为避免反馈而造成失真和调制的变化，LPF的截止频率应为基带最低频率的（1÷10）～（1÷100）。
这时，系统捕捉时间会达到秒级，但一般不影响使用，因为工作进入锁相后再没有捕捉过程了。
研究PLL工作过程和状态，主要观测其输出信号的频率及频谱，测量频率快速变化需要有高速的频率电压（或电流）变换。
在频率很高时有困难的，可以通过观察VCO的控制电压来间接获得频率的信息，因为这个电压与震荡频率有既定的关系，在小范围内是线性的。
因此，捕捉过程，环路直激过程，频谱纯度都可以反映出来，寻找不正常的PLL故障也大多从这个电压开始，控制电压通常由示波器检测。
音频处理器可以借用图2.2所示的电路。
平衡音频信号，不平衡音频信号，立体声复合信号经过音频信号处理后，均变成不平衡音频信号，并调整电平使之VCO最大频偏为±75kHz。
该调制器的输出电平为50mW，阻抗50Ω。
2.2.3前级功率放大器
前置功放单元是由三个功率放大晶体管组成的三级宽带放大器构成，具体电路见图2.5所示。
这三级总增益约30dB，输出功率15—20W。
图2.5高频放大器（前置功放）原理图
第一级由输入匹配网路和VT1（FA531）及其直流偏置电路组成。
输入匹配网路由C1、C2、L1、C3、C4组成∏型低通滤波型阻抗变换器，它不但使输入端50Ω阻抗与第一级晶体管的基极阻抗（低阻抗，小于50Ω）相匹配而且有抑制高次谐波的作用，调整C2可以达到宽带匹配，同时C1和C2对输入信号起分压作用。
YA531工作在甲类状态，EQ1和EQ2为退耦元件，目的是通直流和去除高频交流，以减少交流通过电源引起相互串扰。
第二级由VT2（3DA92C）功放管及前后级间匹配网路、直流偏置电路组成，工作在甲乙类。
C14、L3、R6、C15、C17组成级间匹配网路，使第一级输出阻抗变换到第二级输入阻抗，从而达到匹配，同时C14和C17也其分压作用。
L3、R6、C15、C16组成吸收回路，滤出87MHz以下的残波。
R7串在基极回路内以防止寄生震荡。
第三级由VT3（3DA825C）功放管及级间匹配网络及直流偏置电路组成。
工作在乙类状态。
级间耦合匹配网络由C27、L5、C28、C29、L6组成，这是一节T型低通滤波器阻抗变换器，调频信号经3DA825C放大后，分两路:
一路经输出匹配网络到末级功放；另一路从VT3e极取样经R16送至测量开关，用做电流测量，正常工作时电流在1.2—1.7A之间。
输出匹配网络由L8、C43、C44、C45、C46组成，这是一节Γ型低通滤波器的阻抗变换器。
C44也用来调节宽带匹配。
前置盒三级功放中的基极直流偏置电路形式一样，均为并联馈电方式。
为使晶体管工作在甲类或乙类状态，采用分压式供电与发射极共用一个电源。
同时考虑减少基极直流外电路对晶体管基极输入阻抗的影响。
在分压供电外电路中串入高频阻流圈，对直流供电提供通路，而对高频电流供电电路相当于开路，减少高频电流对电源的窜扰。
应该指出：
如果三级均调谐在某一个频点上（例如中心频率ƒ0上）是很难满足总带宽要求，必须利用扫描仪进行参差调谐，才能满足总带宽要求。
2.2.4末级功率放大器
末级功放根据输出功率不同，其输出电路不一样，根据广电总局的标准分为30W、50W、100W、300W等等，目前用全固态器件采用功率合成技术可以做到高达3000～5000W。
单管输出功率可达到100～300W。
例如MFR317就可以获得100W的输出功率。
现以50W功放为例，说明末级功放的工作原理。
其输入阻抗为50Ω，电平为50W，阻抗为50Ω。
所提供直流电压为24V。
功率放大器原理图如图2.6所示。
下面从设计角度经行详细介绍。
图2.6末级功率放大器（50W）原理图
（1）工作状态的选取
为了提高效率，末级功放一般采用丙类放大，且选取半导通脚为θ=700。
根据放大器的动态特性，随着信号的加大，动态范围将由放大延伸到包河区。
集电极电流ic将由标准的余弦尖顶脉冲到凹顶脉冲。
考虑到凹顶脉冲产生的失真会增大，残波辐射会增加，选取临界状态是比较合适的。
这时输出功率较大，集电极效率也高，残波辐射有小。
在晶体管功率放大器中，可以从改变激励电压、基极偏压Vbb就可以改变放大器的工作状态的。
通过激励电压Vbb就可以改变放大器的工作状态的。
（2）末级功放参数的计算
考虑输出匹配网络和输出滤波器的插入损耗0.3dB，则末级晶体管的实际输出功率要求达到53.6W。
作为工程近似计算，可以认为集电极最小瞬时电压为饱和导通压降：
Uces=0.7V
于是Uclm=Vcc-Uces=24-0.7=23.3V。
其电压利用系数为：
由公式P=U2clm/2Rp得
所以取导通角θ=700，
α0（700）=0.253，α1（700）=0.436，g1（700）=1.73，γ（700）=0.289
则
总效率
（3）功放管的选取
末级选取BLW78，基极输入阻抗约为1.5Ω，转换到输入端阻抗为50Ω.根据上述分析，负载阻抗RL=50Ω也要转换为末级所要求的阻抗Rp=5.1Ω。
（4）集电极电源电路和基极偏置电路
对于集电极电源电路，要求调制信号经过放大后不至于使信杂比恶化，所以对电源的波纹要有一定的要求。
在供电电路中要考虑把直流回路与基波回路分开，常常采用“并馈”方式。
图中L、C用来抑制射频和去耦，使Ico只通过晶体管。
对于基极偏置电路一般不采用独立的偏置电路，而采用自给偏置电路。
最常用有两种。
图（a）是利用基极电流的直流分量在基区体内阻rbb上产生的偏置电压。
由于rbb很小所以偏置电压很小，接近乙类（θ≈900）工作状态。
所以常采用（b）图方法，利用基极电流的直流分量在R0上产生偏压，调节Rb即可改变通脚θ，使之满足φ=700
（5）宽带匹配网络
宽带放大器和窄带放大器没有本质的区别，就晶体管工作状态以及集电极电路、偏置电路等而言，两者是完全一致的，区别仅在于输入、输出电路及级间匹配电路，即要实现宽带放大，必须采用宽带匹配网络。
输入、输出匹配电路两者没有实质区别，都是阻抗变换及匹配网络。
输入电路就是将晶体管的基极输入阻抗（50W功放管BLW78的基极输入阻抗约在1.5Ω左右）转换到放大管BLW78希望得到的负载电阻（5.1Ω）。
在宽带匹配网络中，常采用传输线变压器、多节LC网络、微带等多种形式，前者适用于小功率放大匹配网络，对于大功率放大器，有磁心发热以及体积大等问题，故很少采用。
微带匹配网络因篇幅限制，这里不详细介绍，它放到微波电路进行介绍，这里重点介绍多节PL网络。
我们先看看单节PL网络是怎样实现阻抗匹配的。
PL电路有∏型、Τ型、L型等电路。
前两种电路为三个电抗元件。
后者为两个元件。
在计算这些元件值时要同时满足谐振和阻抗变换两个条件。
L型电路只有两个元件，两个要求，所以他的解是唯一的。
而∏型电路、T型电路，在计算元件值除满足以上两个条件外，还必须假设一个回路Q值才能解出三个元件值，因此他的解不是唯一的。
下面以L型电路为例，介绍匹配原理和计算方法。
R1，R2为欲匹配的电阻值，求C1，L2的值。
根据L型降阻网络公式，则
解此方程得：
当R1>>R2时，则
以输入回路为例，R1=50Ω,R2=1.5Ω,ƒ=100MHz，则
若C1=93pF,L2=26.6nH,则构成的匹配网络属窄带网络，难于满足频率从87MHz至108MHz整个频段内都匹配的要求。
为了使匹配电路增加带宽，可以采用多节LC网络，使每一级的阻抗匹配变换缓慢以换取带宽特
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