互动设计情与理让3842爱你.docx
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互动设计情与理让3842爱你
这个是自己在学习过程中，边学边画的UC3842的SCH库元件，里面有两种封装，8脚和14脚，设计原理图时可以一目了然，避免错误。
希望能给新入门的师弟师妹们一些帮助和启示。
对3842的理解和注意事项，自己标在了元件内，发现错误或有什么新的信息，可以随时在库元件中修改。
有些朋友可能说这样没有必要，我不这样想，这样做能让自己更深入地理解3842或其它新接触的芯片。
UC3842大家用了很多年了，有很多经验，我实际是刚刚接触，因工作需要做过几种电源，都属于自己用的，功率不大，如TOP2XX和MC34063。
我不是做电源行业的，但我很喜欢这个论坛，也很喜欢大家技术讨论的氛围。
电源技术方面我是小学生，还望大家多指教！
我属于行外人，想法有时候可能和各位有所不同，如果我的异类想法能给大家带来一丝启示，我将很高兴。
现在正在做一个几百瓦的电磁机械的线圈驱动，其实就是一个电感，原理和开关电源很相近，也需要考虑CCM、BCM、DCM等工作模式，也是PWM驱动，负载电流也是三角波。
1、电感范围大致是10mH到100mH，要求驱动频率手动可变，目的是利用振动来减小静态摩擦，因为是机械装置，我准备把频率调整范围定在30~300Hz。
2、电流宽范围可调和显示，0~30A平均电流，属于恒流驱动吧。
3、现场有18VDC的电源，功率够。
准备用UC3842，我需要的东西它几乎都有，只是刚接触，需要更深入地理解和掌握才行。
大家先给个意见，用UC3842能成吗？
经过一周的努力，感觉用3842没有问题，而且比原来预想的分立器件方案要简单，性能要好许多。
只是在理解3842方面用的时间有点多。
最早想到用34063，因为它是自己比较熟悉的器件。
同时考虑它有周期内检测峰值电流的功能，于是考虑是否可以用该芯片做波形产生器和控制器。
可以利用的资源：
电源电压范围；输出驱动管1.5A；周期内峰值电流检测—0.3V固定阈值到达后结束ton的控制方式；电压检测闭锁PWM—可以用做平均电流反馈控制。
但34063用在这个电路有以下问题：
1、对Ct的充放电是恒流源，电流分别约是31uA和190uA（不同厂家略有不同），阈值电压范围是0.75~1.25V=0.5V。
厂家资料上图表中的最大电容是0.1uF，计算得出最大ton=1.6mS，toff=0.3mS，D=0.84，f=520Hz>>30Hz，不能满足最低频需求。
2、如果需要调整频率，从常规用法上看，这需要改变Ct，而根本就没有这么大的可变电容。
1、2问题的解决方案：
考虑Ct内部是恒流源，可以直接将外部时基信号接到该管脚，低频率和频率可调整的问题都可以解决。
3、34063不能实现连续周期的工作。
它是用一种时断时续的方式进行控制。
对34063的特点的体会：
1）占空比固定D=0.86，由单元件CT产生（因为充放电都用内部恒流源，所以没有RT）；2）电压反馈不是调整占空比，而是取样、放大、最后与阈值2.5V比较、闭锁PWM输出；3）峰值电流Ipk限制，逐周期监控，当输出管电流超过阈值电压0.3V时，提前关闭ton虽然也改变占空比，但这只是保护输出管，并非是通过可变占空比进行控制。
34063是否可以实现占空比调整控制？
占空比控制通过三角波和阈值电压比较实现，不论三角波是来自RC电压还是电感L的电流，通常三角波的斜率是确定的，其电压高低对应时间，阈值电压可以看作是三角波的限制，限制越强，三角波的峰值电压就越低，对应的导通时间就越短，占空比就越小。
34063的Ipk可以逐周期输入开关管电流的三角波，但与之比较的阈值电压0.3V外部无引脚，不能改变，也就无法简单地实现可变占空比控制了！
有一种方法可以实现可变占空比控制；增加误差放大器，增加电流取样比较器，类似3842一样，输出高于或低于Vcc-0.3V的开关信号给34063的P7脚Ipk，用于关断ton，实现占空比控制。
方案是可行的，不过回头想想，这是在做什么？
造3842！
有必要吗？
没有。
因此34063不能用在该设计中，但对其工作原理的分析和设计思想的学习，给自己带来启示，也因此迫使自己将注意力集中到了3842，并尽力深入去领悟。
兄弟，你这个内部框图，从哪弄得？
跟datasheet上的不一致啊，你是不是作了改动？
是自己画的，有错误的话请及时指正。
我就是看到你画的误差放大器那一块，跟datasheet不太一致。
你这个运放，是oc门。
我印象中，比较器才较多的是oc门吧。
bode老师，你好，你提示的powercheng老师上传到帖子中的3842资料，我昨天都下载了，看了很多，太有价值了，谢谢你也谢谢powercheng老师的倾情奉献。
3842中的误差放大器输出形式是否是OC形式，我刚接触也不敢肯定。
一般的运放输出都有上拉和下拉两个输出管，而在这个放大器输出端连接了一个恒流源，如果输出有上拉管，那么恒流源就不能起到应有作用，如图2。
另外在一份资料中看到这个图3，所以猜测它的输出是集电极开路（OC）形式。
应该是OC（PowerCheng）。
那我就要请教旅长了，如果内部误差放大器是个OC门的话，datasheet上何以要提供最大拉电流和最大灌电流？
OC门，应该是通通是灌电流吧.听bode老师这么一说，我又没底了。
这里说的灌电流和拉电流，没有找到测试电路，因为这个放大器的输出节点位置在内部连接到放大器外部的电路，如恒流源、后级二极管等，那么datasheet中的这两个电流，是只有生产厂才能测量的独立放大器输出节点的电流，而不是3842的管脚P1-COM。
灌电流是从外部往放大器里流入的电流，这样理解对吧，这里的2~12mA是说放大器本身的能力，如果P1脚不外接任何电路，放大器没有条件实现这么大的电流，因为能提供这个方向电流的是1.0mA的电流源。
但是如果P1管脚外接上拉电阻，那么这个电流值在设计时就要考虑了。
上面说的灌电流，不影响推断输出是不是OC，关键是那个拉电流。
拉电流还应该理解为，从独立放大器输出节点向外流出的电流，这个电流可以流向后级电路，也可以通过管脚P1流出到芯片外部。
如果这么理解是正确的话，当其输出电压Vo=5V时，它还有向外部流出的电流（显然1mA的量级不是漏电流），就应该判断在独立放大器内部输出节点与正电源之间是有电阻或输出驱动管的，那么就应该判断这个E.A输出不是OC。
我遍历一下手里的资料，没有找到明确说是OC的依据。
但是，如果输出不是OC，那么输出节点上接的1.0mA恒流源又是做什么用的呢？
我很关注这个输出节点的芯片内部电路，是因为我要在外部搭建一个误差放大器E.A，要从这个节点接入，可能有些情况做电源设计也可能需要，希望大家理解，也希望各位帮我分析判断一下。
如果有3842生产厂家的工程师在这里说一句话，就不用这样乱猜了。
拉电流是内部的恒流源提供的，灌电流是内部的输出管子限制的，还是可以理解认为是OC输出（st.you）。
不知道你的具体目的是什么？
3842属于电流型的芯片，按典型应用的话，是需要在第三脚引入一个电流反馈信号的，否则不能调脉宽。
如果没有这个电流信号也想调整脉宽的话，可以在CT脚（4脚）引一个锯齿波到三脚，这样芯片就变成电压模式，脉宽调整就很方便了。
【st.you老朋友，你好！
好长时间没发贴了，一直忙着其它事情，不过也经常过来看看。
虽然不搞电源，但最近做的电路又和咱们电源有关，所以边干着边发贴，想和大家汇报思想和一起探讨。
我简单整理一下设计的要求：
1、输入电源：
18VDC；2、感性负载：
螺线管，电感变化范围10~100mH；3、驱动电流：
PWM形式，PI控制，平均直流0~30A连续可调；4、电流换向：
无要求，单向直流；5、振动功能：
即驱动电流的交流成分
（1）、其峰峰值占最大电流10~100%连续可调，
（2）、振动频率10~200Hz连续可调，（3）、振动电流波形要求三角或正弦波形；6、保护检测：
（1）、电感匝间短路，即短路报警
（2）、电感对地短路，即漏电报警，阈值50mA（3）、驱动过程中电感量的检测和示值，精度不高，<15%即可（4）、功率开关管逐周期限制峰流Ipk（5）、功率开关管过热保护及报警（6）、感性负载误操作过流保护，要安全限流设定调节旋钮。
】你说的3842第3脚（就是图中的第5脚，我用14脚封装），我想还是和常规一样用法，如图1，这样就可以实现《要求》中的第6-（4）项，PWM也用这个三角波调整占空比。
和普通电源一样的用法。
30W？
标错了吧这个C8就皮法级别的。
电阻R16是K级的。
powercheng老师，你好！
你上传的资料我一直在看，非常感谢！
我的PWM选在几KHz范围，想尽可能降低频率，一般这些负载电感都比开关电源的L大不少。
这个30W，我是这样计算的：
最大占空比时，电流检测比较器的阈值电压是１.0V，要满足30A的电流（这里暂且把峰值电流当成平均电流来计算），那么取样电阻RIS计算结果是33mΩ，30A下计算值正好是30W。
这种情况下，电流取样电压0~1.0V，信号幅度比较高，抗干扰和信噪比性能很好，不用额外使用放大器，这些都是很好的状态。
这让我想一个问题：
在直接使用3842，或者说P3—Isen前面不加信号处理电路情况下，3842最大程度适合多大的功率或开关电流呢？
我试着分析一下，请大家指正：
在用于小的Ipk情况，比如为了避免电阻温升带来的阻值变化和安全考虑，限定RIS工作在1W以下（原则①），其峰流电压1.0V对应3842最大占空比（条件②），按BCM（Ipk＝2I平均）计算，其阻值为0.25Ω，Ipk_max约为2.0A。
CCM或DCM情况下，结果可能不同。
现在我这个具体电路，为了这个１.0V，要33mΩ—30A—30W，呵，实际上很难找到这样的电阻，也没有这样用的，就温升引起的阻值变化就不得了。
如果非要工作在１V——最大占空比的状况下，是不是说就一定要降低RIS阻值而降低其功耗，如果这样取样电压就可能减小很多，就必须要在P3_Isen前面加放大器，才能使Ipk对应上那个内部的１.0V阈值比较电压？
我算了一下，在30A情况下保证1W以下功耗的电阻值是1.1mΩ，Ipk_max对应的最大电压是33mV。
这可是任何工作情况下的最大电压啊！
如果占空比从5%起调，或者取样精度要满足5%的要求，整个取样和信号处理电路都需要保证1.7mV的稳定性和精度。
要知道这可是在有较大开关电流电路的旁边啊。
感觉处理这样的问题有一定挑战性！
总之，凭感觉，自己很不情愿去用这么小的电阻、也不情愿在这样不好的周边环境下去处理这么小的电压。
大家说，我这样的感觉是不自信，还是直觉是对的？
我近50A的保护也是这么处理的，方法类似。
也是用的小精密电阻，取样电压，差分放大。
然后送进比较器。
这部分电路定了，按你说的。
差分放大，因为其它电路需要，板上有双电源，不用考虑输入电压接近0V的问题，另外正负输入电压都接近地，所以CMRR也没有什么问题。
你可以用多个10mohm级的并联。
我用5个并联。
可能在布线时要想点办法让他们平均分担电流。
不妨考虑一下电流互感器。
电流互感器以前用过，是中值为0的情况，但象现在的Isen，中值不是0。
举个例子说，CRM模式，峰值电流是1A，用1Ω电阻取样，最小电压是0V，最大电压是1V；但如果用电流互感器取样，如果占空比是1，次级取样的最小电压是-0.5V，最大电压是+0.5V，直接送给3842-P3就会有偏差。
是不是这样的？
互感器的次级整流后再接 载电阻就可以了。
高，实在是高。
没看太明白这里的C8R16是怎么计算的？
这里的PWM频率比较低，不是通常开关电源的100KHz。
关于电流取样：
要想实现输出电流0~30A连续可调，需要对电感负载的平均电流进行取样和处理，取样点不能在开关管下面，因为通常测量的Ipk不包括负载续流时段的电流。
我在负载近端接入取样电阻，并且在靠近电源一侧，这样交流摆动电压就比较小，信号处理起来麻烦少。
取样后，将很小的电压进行放大，输出一个对地的电压，满量程30A对应5V，并在后级进行二阶滤波，这样所得到的代表负载平均电流的电压If，就相当于我们平时电压反馈控制的反馈电压Vf，那么后级的控制电路就和普通电源几乎是相同的了，如图4所示。
差分放大+有源滤波。
LAYOUT的时候要注意，干扰有点厉害的。
这儿又特别精密，容易受干扰。
是的，我准备这样做。
这个地方我感觉比源极下面的RIS好一点，毕竟最后取样的是平均电流，加上二阶有源滤波，很多干扰可以去除。
担心几点：
1、取样电阻本身的处理技巧，因为要用几mΩ的低值电阻，布线和焊接的因素可能都会产生这么大的偏差；这样小的阻值，感觉应该使用四端电阻比较把握，但以前没有用过，不知道哪里有卖，也不知道使用中会不会出一些新状况。
2、前置放大器的输入失调电压和电流的影响。
附议，漏极检测电流。
也可以用小磁环，原边一圈，放在现在这个地方。
我这里要检测流过负载电感的平均直流，磁环我没用过，但感觉它是不是只能过交流，中点只能是0，直流成分过不来，这样理解不知道对不对。
关于电压反馈及3842误差放大器的接线：
因为要用到3842，就想多了解它。
看了一些资料，认为这个放大器除了输出方式是OC（如果确认的话），和普通运算放大器一样，用法也一样。
在芯片内电路中已经接了一部分“外围”电路，包括正端输入连接到内部的2.5V、输出端1.0mA恒流源以及后级电流检测比较器。
其中2.5V对于3842内电路来说，可以看作是虚拟地或称它为参考地，误差放大器以它为参考，输入等于2.5V，就相当于输入为“0V”，输出也为“0V”，但这个“0V”对整个电路的地来测量的话其实是2.5V。
这个放大器接成了反相放大器，负端输入P2-VFB与输出P1-COMP两个管脚，就象以2.5V为中间支点的跷跷板，输入高于2.5V，输出就低于2.5V；而输入低于2.5V，输出就高于2.5V。
想像的跷跷板两端的臂长不相等，输出那一侧较长，当输入偏离2.5V一点点，输出可能就偏离很多，这就是放大的作用，两个臂长的比例就是放大倍数，在这个实际电路中放大倍数就是两个电阻的比例，一个是接于P1-P2两个管脚之间的反馈电阻，另一个是接于负端输入管脚P1到前及电压源的输入电阻。
呵呵，用白话做了一下小结，以后自己再看到的时候一定感觉很有意思。
下面整理一下3842误差放大器的几种常用接线，不对的地方请朋友及时指正。
UC3842误差放大器E.A常用接线图：
关于UC3842电压反馈取样和电流反馈取样：
对于误差放大器来说，电压反馈和电流反馈也没有多大区别，电流取样处理以后也是电压信号，只是这个电压与目标参数的平均电流有着线性关系。
参照电压反馈的基本电路，将0~5V代表0~30A的电流反馈信号接入误差放大器，电路如图6。
该电路是固定输出模式，无法实现输出连续可调。
这都是根据 powercheng老师你上传的那些资料整理的。
关于UC3842输出连续可调的反馈电路：
如何用UC8342实现从0（V或A）开始的输出连续可调。
电压反馈和电流反馈是一样的道理。
用大家熟悉的电压取样反馈说话，一般情况，输出电压Vout经过分压产生一个反馈电压Vf，分压系数是kvf，然后用Vf与一个基准参考电压进行比较和放大，产生误差信号电压，用它来修正和控制占空比。
没有光耦的电路，基准电压就是E.A正端输入的2.5V，放大器就是E.A；有光耦的电路，基准电压是光耦发光管下面的TL431的内参电压，担任放大器工作的是TL431。
分析以后知道，正常反馈控制的状态下，输出电压和基准参考电压呈线性关系，即Vout＝Vf /kvf，如果改变基准参考电压，输出电压就会改变，如果基准电压可调整范围是从0开始，那么输出电压也将会从0开始可调整。
（这里仅考虑控制电路部分），回过头来看3842，没有光耦的电路，要实现输出连续可调，只要按图7电路，断掉误差放大器正端输入与内部2.5V之间的连线，在外部接一个电位器，参考电压就可以从0起调了。
道理简单，我们却无法实现。
用改变基准参考电压的方式实现输出连续可调，这是一种方法，朋友们可能还有其它的方法，不妨说出来让大家学习一下。
UC3842片外误差放大器：
3842的基准参考电压放到芯片里了，只有忍痛割爱，放弃这个片内E.A，再搭一个和这个相同的片外E.A，电路如图8所示。
运放后面加了一个三极管，造一个集电极开路，因为这个三极管相当于一个反相器，所以运放的正负输入端换了个位置。
基准参考电压来自3842的P8-Vref，经电位器调节改变，调节范围是0~2.5V，这样受控的输出电压或电流就可以连续调节了。
图中的参数是我这个电路的，PWM选择2KHz，这里的C1R5时间参数是330Hz，不知道合适不？
这里的C1不能去，前级的滤波所处理的是来自输出电压或电流的反馈信号Vref或If，而这里C1用在E.A部分，它处理的信号是一个做减法以后的差值信号，即误差信号。
有一个问题，三极管完全导通情况下也存在一个Vce0，9013是0.6V，与电流Ice也有关，1mA情况下应该小于0.6V，但毕竟不能到0V，这样占空比在小于一定值后就进入失控状态。
有什么好办法解决这个问题？
小电流情况下，三极管饱和时的Vce趋近于0V，你可以实测，不知你说的0.6V从何而来。
运放驱动三极管基极上需要串联电阻。
steven.chen老师，你好！
先谢谢你提醒我那个基极电阻的错误，以前犯过2次，都是做完试验PCB后发现的，结果玩雕刻，呵呵。
关于Vceo，我想也与Ice有关，但手里的Datasheet没有详细的曲线图，0.6V是Datasheet中的。
如图：
平常大家用3842，是不是大多用在固定输出的方案中，起调值不是很关注？
我现在预想让3842控制输出至少能从最大输出的5%起调。
电路改了，可以让3842—P1管脚COMP电位到0了，请大家看一下。
基于电流斜坡法实时监测负载电感（方案征求意见）在上面的设计要求6-（3）中，要在驱动电感负载的同时，实时测量和显示负载的电感值。
这个要求不是用户提的，是自己“找事”，电感监测可以帮助操作者了解设备的运转状况以防患于未然。
如果能做到，匝间短路报警及保护也就实现了。
突发奇想，我把考虑的想法给大家说一说，能否实现，可能还要看试验，但如果从原理上都过不去，希望各位老师及时提醒，以便我及时收手，以免耽误时间。
我所想到的在线测量电感的原理是这样的：
电感的定义来自一种现象，当流过电感的电流发生变化时，电感的两端就出现电压，这个电压和电流的变化速率成正比，正比系数就被定义成了电感，如图中的公式。
在本电路中，开关管开通的时间里，电感两端电压是电源电压U，串联流经电感、开关管、电流检测电阻Rs的电流IR一直在上升，上升的快慢与电源电压U和电感L有关，图中上坡斜线的坡度k（斜率）是U和L的比值。
从这个关系上看，电源电压越高，坡度越大；而电感越大，斜线的坡度就越小。
换个角度看，电感L的数值为U/k，电感与坡度成反比，比例系数是电源电压，在一个具体电路中可以看成是常量。
关系有了，其实坡度的信息也已经有了。
电流IR已经通过Rs及放大器处理得到了，就是给到3842芯片P3-Isen的信号，最大幅值是1.0V。
那么下面的问题是，如何把混在取样电流信号里的坡度提取出来，如何换算成电感的数值。
另一个问题，这个坡度信息并非一直在电流IR（即Isen）中，只有在开关管打开的ton时段内才有效，就是说信息不连续。
如果用单片机的话，可以先采样后用程序分析计算，可能比较简单，可自己不懂单片机，还想用最简单的硬件手段来实现。
想到以前做过的同步整流电路，这里可以借鉴。
大致的想法是这样的：
1、将取样电压Isen滤波，尽量去除和压制尖峰和振铃；2、同步信号Vsyn取自3842的P6-OUT管脚，对上升沿进行适当的延迟，使后面取样躲开开关管刚刚打开时的不稳定和杂散信号；3、对Isen进行微分；4、用同步信号Vsyn控制模拟开关的通断，ton时开，toff时断。
模拟开关前面的信号来自微分器的输出，后面加取样RC，时间参数设置成远低于开关频率fpwm；5、对得到的斜度k的电压进行低通滤波和放大。
这样得到的是Isen在ton时段内的电流上升速率，电感和它成反比，如果用指针式电感表显示，就象指针表显示电阻一样，那么工作到此就结束了。
以上是方案的初步想法，请大家给一些意见。
这部分电路确定下来了，一片LM324、一片CD4053、一片NE555，包括掐头电路，没有去尾，让3842-P6尽快地开关模拟开关就可以。
倒数运算电路也确定了，用Vin控制恒流源，对C１充电，设定C1的上限阈值电压，翻转电平，产生ton，用该ton对另一个C2充电，C2上的峰值电压就是Vout，Vout与Vin成倒数关系。
把自己设计的倒数运算电路贴出来，晾一晾。
请朋友们帮忙找找问题，算是网络互动设计吧。
因为是倒数，输入和输出的最大测量值和最小测量值都不能是0，所以定的是最大可测量值是最小值的50倍。
关于UC3842的斜坡补偿（图13说明）：
斜坡补偿，这个概念，就好比环路概念一样，感觉很神秘，深奥，因为自己毕竟不是学电子学自控的。
但自己知道，“听人劝，吃饱饭”的道理，于是在看到资料上说它很必要，于是关心它。
参看了powercheng老师上传的资料，有了一些感觉，和专业老师不同也是情理中的事，毕竟自己只是个业余电源DIYer。
说出自己的“感觉”，也实为不易，因为“人”都在乎面子，万一自己说错了话、失了面子，岂不难堪，自己想了想，其实不然，你可以这样想，难堪是“君子”们所为所感，至于自己嘛，技术人不能算现实社会中的“君子”，为技术而舍面子，就象乙己前辈的名言“读书人偷书不算偷”一样，自己也不会象现今那些为金钱无所不为的“金钱崇尚者”们那样失去自然的自我的尊严。
于是在看了资料之后，想了许多，画了很久，写了很多但很烂。
因为自己要用，也同时想着别人也需要，于是又想到互动——群体思维——这是自己一直追求的境界。
自己认为明白，但又不确定，又怕同行学了去，对自己不利，于是熬着憋着，不肯说给同行，保守。
比方说在东北吉酸菜，过了第二年秋也不不舍得拿出来让大家品一品，结果，早已不是酸菜了，成了臭菜成了烂菜。
这是保守和不自信。
我想对我神交的朋友说，我信奉自然，我坚信一切违反自然的东西都将有不自然的结果；我遵守规则，但有时候堕落的社会会有堕落的规则，让我不能承受，于是干脆忽略它；但是，我会坚持自己的原则，好人和坏人的的本质区别就在于这原则是什么了。
呵呵！
谢谢你听我胡说。
图13的说明，都在图中了，如果有疑问，请看下面的图ABCD。
下面的描述，将围绕着本图中ABCD放大图进行。
A图：
如图，因为扰动使阈值比较电压（3842片内电路比较器的负端输入）抬升，使Ipk增加了ΔI，于是折返点的时间延迟了Δt时间，Δt=Δtu+Δtd=ΔI/m1+ΔI/m2=ΔI（m1+m2）/m1·m2。
B图：
在定PWM周期的的前提下，下坡起点的Δt延迟，意味着整个下坡时间将缩短Δt的时间，而下坡时间缩短意味着电流减低量要少，就是说下坡结束点的电流比原来要高。
下坡结束点是开关管的通点，也是上坡的起始点，这也意味着下一周期的上坡起始点的初始电流比原来高。
这打破了稳定CCM的条件，不仅如此，在CCM模式占空比大于50%的情况下（m2/m1>1），更坏的情况发生了，这个电流增量ΔI1是起初扰动产生的ΔI的放大。
放大倍数是1+m2/m1。
在新的周期开始，上坡初始电流增加了ΔI1，意味着达到阈值电流的时间不需要原来那么长时间，即导通时间将缩短Δt2，在定PWM周期情况下，下坡的时间即关断的时间将延长Δt2，下坡时间延长，意味着本周期结束点即下一周期起始点的电流将被减低得更多。
图C：
这样的扰动放大，我们需要关注两个方面：
关注1：
在上坡折返成下坡的断点，即开关管关断点的位置，请关注图中水方向的时刻变化，逐个周期与原来比较，是提前与延迟交替的规律，每多一个周期，就多了一个因子m2/m1，如果m2/m1>1，这个交替延迟或提前的时间Δt逐周期放大，这将造成恶性循环而导致混乱。
D图（图18）：
ΔI2=Δt2·m2
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