低噪声放大器的设计与仿真.docx
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低噪声放大器的设计与仿真
低噪声放大器的设计要求2
低噪声放大器的设计2
一、直流分析与偏置电路设计2
二、稳定性分析4
三、噪声系数圆和输入匹配5
四、最大增益的输出匹配7
五、电路整体微调9
六、版图设计12
心得与体会13
参考文献13
低噪声放大器的设计要求
UseAvago’sATF-331M4todesignaLNA
1.OperationFrequencyrang:
2.4GHz~2.5GHz
2.NoiseFigurebelow0.7dB;
3.Gain>13dB;（Feasiblemaximumgainis16.1dBat2.5GHz）
（曾经为15dB，后改为13dB）
4.VSWR（input）<1.5;
5.VSWR（output）<1.5;
Usetheschematictooltosimulateandrealizeitwiththelayouttool（Momentum）inADS.GiveboththeschematicandlayoutofthefinalLNAamplifiercircuit,detailedsimulationprocedure,andthesimulationresultsobtainedwithboththeschematicandlayoutcircuit.
低噪声放大器的设计
低噪声放大器的设计步骤
1、直流分析与偏置电路设计
2、稳定性分析
3、噪声圆系数与输入匹配
4、最大增益的输出匹配
5、电路整体微调
6、版图设计
以下将详细叙述这些设计步骤。
一、直流分析与偏置电路设计
1、从ATF-331M4的说明文档如图1可以看出，2GHz下它在VDS为4V、Id为40-80mA时噪声系数在0.6左右，且增益去到15dB以上，符合设计要求。
为使增益尽可能地大，故确定晶体管的偏置VDS=4V，Id=80mA；
2、从Avago的官网下载ATF-331M4的模型，并在ADS2015.01下如图2进行直流分析，以确定偏置VGS的电压。
由于ATF-331M4有两个源端，为使每个源端电流为80mA，故应选择Id约为160mA的栅极电压。
由直流仿真结果可得VGS约为-0.35V；
3、确定静态工作点后则可设计偏置电路。
本来ADS中有一个“DA_FETBias”的控件工具可以方便地设计偏置电路，但由于需要将晶体管的栅极电压偏置于负电压，这个工具便难以胜任，故只能手动设计偏置电路。
使用+5V和-5V的双电源和标称电阻值，可计算出分压器的两个电阻分别为130Ohm和150Ohm时栅极电压约为-0.35V。
由于漏极电流约为160mA，要使漏极电压为4V时可计算出漏极电阻约为6.2Ohm。
最后得到电路图及直流仿真结果如图3示。
图1ATF-331M4说明文档
（a）电路图
（b）仿真结果
图2直流分析
图3偏置电路及仿真结果
二、稳定性分析
1、向电路图中加入3.9nH的扼流电感L1、L2，3.9pF的旁路电容C1、C2和22nH的隔直电容C3、C4后，再在输入和输出端加入50Ohm的Term控件，以及StabFact和MaxGain控件，进行S系数仿真。
如图4可见此时稳定系数K在2.4GHz下为0.848，电路不稳定，同时电路在2.5GHz时MaxGain为17dB；
图4稳定系数及最大增益仿真结果
2、为使系统稳定，故如图5a在源端处添加微带线作电感引入负反馈。
同时使用变量控件调节微带线的长度反复仿真。
最后得到长度在1.2mm时稳定系数K在2.4GHz下为1.002，系统稳定，但MaxGain降低至13.8dB。
（a）在源端加入微带线负反馈提高稳定系数
（b）微调后的稳定系数
（c）微调后的最大增益
图5提高系统稳定系数
三、噪声系数圆和输入匹配
1、进行噪声仿真并画出NFmin参数，如图6可见在2.4GHz时NFmin为0.435dB。
接下来就是要设计一个适当的输出匹配网络来实现最小噪声系数；
图6最小噪声系数
图7噪声圆和增益圆
2、画出噪声圆和增益圆如图7所示。
其中M4为增益最大的输入阻抗，增益为14.406；M5为噪声最小的输入阻抗，最小噪声系数为0.435dB。
但两者并不重合，需要在这两者之间权衡考虑。
对于低噪声放大器，尤其是第一级放大器，首要考虑的是最小噪声。
所以选用M5点的阻抗即32.781-j9.934作为输入端的阻抗进行匹配。
此时增益约为13.206dB，仍然符合设计要求；
3、如图8使用Smith圆匹配工具DA_SmithChartMatch进行输入阻抗匹配，生成使用微带线的匹配网络。
再次进行仿真，可见此时噪声圆的M5点正好匹配至50Ohm，且噪声系数nf
（2）在2.4GHz下与NFmin相等，即噪声系数已经达到最优化；
4、如图9将生成的匹配网络放进电路图中并移至隔直电容后，再使用LineCalc程序将微带线转换至实际长度后进行仿真。
可见此时噪声优化点已偏离50Ohm，同时噪声系数nf
（2）偏离最小噪声系数NFmin。
故使用微调工具对输入匹配网络的微带线长度进行微调，使噪声系数达到最优。
（a）Smith圆匹配工具
（b）噪声系数在2.4GHz达到最优
（c）M5刚好匹配至50Ohm
图8输入匹配
（a）噪声系数偏离最优值
（b）微调后噪声系数接近最优值
（c）微调工具
（d）LineCalc工具
（e）加入输入匹配网络后的电路图
图9调整输入匹配网络
四、最大增益的输出匹配
1、使用Zin控件测得输出阻抗如图10a为23.587+j3.46Ohm，即需要将输出阻抗匹配与50Ohm匹配；
2、如图10c使用Smith圆匹配工具DA_SmithChartMatch进行输出阻抗匹配，生成使用微带线的匹配网络。
再次进行仿真，图10b可见此时输出阻抗已非常接近50Ohm；
（a）加入输出匹配网络前的输出阻抗
（b）加入输出匹配网络后的输出阻抗
（c）Smith圆匹配工具
图10输出匹配
3、如图11将生成的匹配网络放进电路图中并移至隔直电容前，再使用LineCalc将微带线转换至实际长度后进行仿真。
此进输出阻抗已偏离50Ohm。
故使用微调工具对输出匹配网络的微带线长度进行微调，使用输出阻抗接近50Ohm。
（a）输出阻抗偏离50Ohm
（b）微调后输出阻抗接近50Ohm
（c）加入输出匹配网络后的电路图
图11调整输出匹配网络
五、电路整体微调
1、分别在正负电源处从电源开始加入1uF、0.01uF和10pF三个去耦电容后对电路进行仿真。
图12可见输入驻波比VSWR（input）为1.832，大于1.5的设计要求，同时表示实际增益的S21为12.833dB，小于要求的13dB；
（a）微调前输入驻波比
（b）微调前输出驻波比
（c）微调前增益
图12微调前系统的性能
2、对电路微调的方法如下：
（1）增益和绝对稳定系数K值调节：
主要调节源极负反馈微带线TL1和TL2。
增益和绝对稳定系数是一对矛盾，调节负反馈时增益上升必然导致绝对稳定系数K值下降。
所以增益和绝对稳定系数K做一个折中选择。
但必须保证电路系统的稳定，即K>1。
调节输入输出驻波比VSWR也会对增益有一些影响；
（2）输入驻波比VSWR（input）的调节：
主要调节输入端匹配电路微带线TL3和TL4。
为了降低VSWR（input），调节TL3和TL4时，让输入端的阻抗往50Ohm方向调节，使输入端反射系数最小，从而降低输入驻波比VSWR（input）。
但对输入网络的调节会影响到噪声系数和增益；
（3）输出驻波比VSWR（output）的调节：
主要调节输出端匹配电路微带线TL6和TL7。
为了降低VSWR（output），应让输出端的阻抗往50Ohm方向调节，使输出端反射系数最小，从而降低输出驻波比VSWR（output）；
（4）输入驻波比VSRW（input）和输出驻波比VSWR（output）的调节会相互产生影响；
图13使用微调工具调整各微带线长度
3、如图13对各微带线长度进行微调后最终得到的仿真结果如下。
图14可见VSWR（input）为1.445，VSWR（output）为1.239，均小于1.5，代表实际增益的S21为13.099，噪声系数nf
（2）为0.44，2.4GHz时的稳定系数为1.0，系统稳定，各参数都达到设计要求。
（a）微调后的输入驻波比
（b）微调后的输出驻波比
（c）微调后的增益
（d）微调后的噪声系数
（e）微调后的稳定系数
（f）最终的电路图
图14电路整体微调后的结果
六、版图设计
1、由于ATF-331M4模型中不带版图，故需自行绘制。
根据说明书中的尺寸数据，绘制晶体管的版图如图15所示；
（a）手册上的封装示意图
（b）绘制晶体管版图
图15ATF-331M4版图
2、将所有元件导入到版图中后手工布局和布线。
分立元件之间的距离越小越好。
最后得到版图如图16所示。
图16整体版图
心得与体会
从这次课程设计我有机会体验射频电路的设计流程，所学的理论知识也得到实践，加深了对射频电路的理解。
遗憾的是时间有限，在最后没能成功完成版图设计进行联合仿真。
此后我一定会去把它做完。
ADS是一款功能强大的设计软件。
在它的帮助下射频电路的设计的效率得到大大的提高。
由于繁琐的定量计算将由软件完成，我们甚至只需在定性分析设计后就能将电路实现。
希望我以后能多进行实践，在射频电路设计上走得更远。
参考文献
[1]ReinholdLudwig（著）肇仪等译.射频电路设计—理论与应用.:
电子工业，2010
[2]徐兴福.ADS2008射频电路设计与仿真实例.:
电子工业，2009
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