第4章 交交变频电路.docx

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第4章交交变频电路

可控硅相控交-交变频电路

晶闸管交交变频电路，也称周波变流器（Cycloconvertor）,把电网频率的交流电变成可调频率的交流电的变流电路，属于直接变频电路。

广泛用于大功率交流电动机调速传动系统，实际使用的主要是三相输出交交变频电路。

4.3.1可控硅相控单相-单相交-交变频技术

1、电路结构和基本工作原理

在共阴极双半波整流电路中，通过改变晶闸管的控制角可得到负载端上正下负大小可变的输出电压。

在共阳极双半波整流电路中，通过改变晶闸管的控制角可在负载上得到极性相反的电压。

（a）电路图

（b）原理波形图

图4-18双半波整流电路及其原理波形

2、整流与逆变工作状态

两组反并联的可逆整流电路及其原理波形，如图4-18所示。

正组整流器工作（反组被封锁）时，负载端输出电压为上正下负；反组整流器工作时（正组被封锁），负载端输出电压极性相反。

只要交替地以低于输入电源的频率切换正反两组整流器的工作状态（工作或封锁），在负载端就可以获得交流电压，该输出电压显然包含了大量谐波。

如果在半周期中使导通工作的晶闸管的控制角由90逐渐减小到零，然后再增大到90，则该整流器的输出平均电压就从零增大到最大，然后再减小到零。

因此，只要控制角在0～90之间以适当地规律性变化，即可获得按正弦规律变化的平均输出电压。

在实际的交－交变频电路中，常采用“余弦波交截控制法”控制角的变化以获得平均正弦波的输出。

以控制电压Uc来控制角的变化，如果控制电压Uc的大小总是正比于控制角的余弦大小，即

（4-15）

Ucm为Uc峰值，则输出电压平均值Ud随Uc呈线性变化。

由于

（4-16）

Udm为＝0时Ud最大值，所以

（4-17）

故有

（4-18）

在保证线性范围内，Uc最大值为Ucm=Udm，此时

（4-19）

因此，按余弦波交截控制法控制的相控整流器，是一个具有线性电压转换特性的功率放大器。

可以想象，如果控制电压按正弦波变化，则输出平均电压也将按正弦波变化。

4.3.2可控硅相控三相-单相交-交变频技术

1、电路构成和基本工作原理

图4-19是变流器P和N都是三相半波相控电路时的波形。

Uo并不是平滑的正弦波，而是由若干段电源电压拼接而成，在uo的一个周期内，包含的电源电压段数越多，其波形就越接近正弦波。

因此，变流器通常采用6脉波的三相桥式电路或12脉波变流电路。

本节后面的论述均以最常用的三相桥式电路为例进行分析。

2、整流与逆变工作状态

交交变频电路的负载可以是阻感负载、电阻负载、阻容负载和交流电动机负载，这里以阻感负载为例来说明电路的整流与逆变工作状态，也适用于交流电动机负载。

把交交变频电路理想化，忽略变流电路换相时uo的脉动分量，就可把电路等效成图4-20a所示的正弦波交流电源和二极管的串联。

其中交流电源表示变流器可以输出交流正弦电压，二极管体现了变流电路的电流的单方向性。

图4-20理想化交交变频电路

的整流和逆变工作状态

设负载阻抗角为φ，则输出电流滞后输出电压φ角。

两组变流电路采取无环流工作方式，即一组变流电路工作时，封锁另一组变流电路的触发脉冲。

图4-20给出了一个周期中负载电压、电流波形及正反组

变流器的电压电流波形。

t1~t3期间：

io正半周，正组工作，反组被封锁。

t1~t2：

uo和io均为正，正组整流，输出功率为正。

t2~t3：

uo反向，io仍为正，正组逆变，输出功率为负。

t3~t5期间：

io负半周，反组工作，正组被封锁。

t3~t4：

uo和io均为负，反组整流，输出功率为正。

t4~t5：

uo反向，io仍为负，反组逆变，输出功率为负。

可以看出在阻感负载下，在一个输出电压周期内交交变频

器有4种工作状态。

哪一组工作由io方向决定，与uo极性无关。

工作在整流还是逆变，则根据uo方向与io方向是否相同确定。

图4-21是单相交交变频电路输出电压和电流的波形图。

考虑无环流工作方式下io过零的死区时间，一周期可分为6段。

第1段io<0,uo>0,反组逆变。

第2段电流过零，为无环流死区。

第3段io>0,uo>0，为正组整流。

第4段，io>0,uo<0,为正组逆变。

第5段又是无环流死区。

第6段，io<0,uo<0,为反组整流。

图4-21单相交交变频电路输出电压和电流波形

当uo和io的相位差小于90°时，一周期内电网向负载提供能量的平均值为正，电动机工作在电动状态。

当二者相位差大于90°时，一周期内电网向负载提供能量的平均值为负，电网吸收能量，电动机为发电状态。

3、正弦波输出电压的调制方法

通过不断改变控制角a，使交交变频电路的输出电压波形基波为正弦波的调制方法有多种。

这里介绍最基本的、广泛使用的余弦交点法。

图4-22余弦交点法原理

设Ud0为a=0时整流电路的理想空载电压，则有

（4-20）

每次控制时a角不同，表示每次控制间隔内uo的

平均值。

设要得到的正弦电压为

，应使

（4-21）

式中γ称为输出电压比，

因此有

（4-22）

这就是余弦交点法基本公式。

图4-22是对余弦交点法的进一步说明。

电网线电压uab、uac、ubc、uba、uca和ucb依次用u1~u6表示。

相邻两个线电压的交点对应于a=0。

u1~u6所对应的同步信号分别用us1~us6表示。

us1~us6比相应的u1~u6超前30°，us1~us6的最大值和相应线电压a=0的时刻对应。

以a=0为零时刻，则us1~us6为余弦信号。

希望输出电压为uo，则各晶闸管触发时刻由相应的同步电压us1~us6的下降段和uo的交点

来决定。

图4-23不同时和ot的关系

图4-23给出了在不同输出电压比γ的情况下，在输出

电压的一个周期内，控制角α随ωot变化的情况，图中

γ较小，即输出电压较低时，a只在离90°很近的范围

内变化，电路的输入功率因数非常低。

余弦交接法用模拟

电路来实现线路复杂，且不易实现准确的控制。

采用计算

机控制时可以方便准确的实现运算，使整个系统获得很好的性能。

4、输入输出特性

（1）输出上限频率交交变频电路的输出电压是由许多段电压拼接而成，输出电压一个周期内拼接的电网电压段数越多，就可使输出电压越接近正弦波。

每段电网电压的持续时间是由交流电路的脉波数决定的。

输出频率增高时，输出电压一周期所含电网电压段数减少，波形畸变严重。

电压波形畸变及其导致的电流波形畸变和转矩脉动是限制输出频率提高的主要因素。

就输出波形畸变和输出上限频率的关系而言，很难确定一个明确的界限。

当构成交交变频电路的两组变流电路的脉波数越多，输出上限频率就越高。

当采用6脉波三相桥式电路时，输出上限频率不高于电网频率的1/3~1/2。

电网频率为50Hz时，交交变频电路的输出上限频率约为20Hz。

（2）输入功率因数交交变频电路采用相位控制方式，输入电流的相位总是滞后于输入电压，需要电网提供无功功率。

从图4-23可以看出，在一个输出电压周期内，a角以90°为中心变化。

输出电压比γ越小，半周期内a的平均值越靠近90°，位移因数越低，负载的功率因数越低，输入功率因数也越低。

而且无论负载功率因数是滞后的还是超前的，输入的无功电流总是滞后的。

图4-24给出了以输出电压比γ为参变量时输入位移因数和负载功率因数的关系，输入位移因数就是输入的基波功率因数，其值通常略大于输入功率因数，因此该图也大体反映了输入功率因数和负载功率因数的关系。

可以看出，即使负载功率因数为1且输出电压比γ也为1，输入功率因数仍小于1，随着负载功率因数的降低和γ的减小，输出功率因数也随之降低。

图4-24单相交交变频电路的功率因数

（3）输出电压谐波

输出电压的谐波频谱非常复杂，既和电网频

率fi以及变流电路的脉波数有关，也和输出频率

fo有关。

采用三相桥式电路的交交变频时，输出电压

所含主要谐波的频率为

6fi±fo，6fi±3fo，6fi±5fo，…

12fi±fo，12fi±3fo，12fi±5fo，…

采用无环流控制方式时，由于电流方向改变

时死区的影响，将增加5fo、7fo等次谐波。

（4）输入电流谐波

交交变频电路的输入电流波形和可控整流电路

的输入波形类似，但其幅值和相位均按正弦规律被

调制。

采用三相桥式电路的交交变频电路输入电流

谐波频率为：

（4-23）

（4-24）

式中k=1,2,3,…；l=0,1,2,…。

和可控整流电路输入电流的谐波相比，交交变频电路输入电流的频谱要复杂得多，但是各次谐波的幅值要比可控整流电路的谐波幅值小。

前面的分析都是基于无环流方式进行的。

在无环流情况下，由于负载电流反向时保证无环流而必须留有一定的死区时间，就使得输出电压的波形畸变增大。

此外在负载电流断续情况下，输出电压被负载电动机反电动势抬高，这也会造成波形畸变。

电流死区和电流断续的影响也限制了输出频率的提高。

和直流可逆调速系统一样，交交变频电路也可采用有环流控制方式，这时正反两组变流器之间必须设置环流电抗器。

采用有环流方式可以避免电流断续并消除电流死区，改善输出波形，还可以提高交交变频器的输出上限频率，同时控制也比无环流方式简单。

但是环流电抗器使设备成本增加，运行效率也因环流有所降低，因此目前应用较多的是无环流方式。

4.3.3可控硅相控三相—三相方波型交－交变频器

1.单相负载

如图4-25（a）所示，由两组反并联的变流器P和N所组成。

当P组和N组轮流向负载供电时，负载上会出现电压uo，如图2（b）所示。

当P组和N组触发角恒定时，输出电压在半个周期中的平均值是恒定的。

改变两组变流器的控制角α就能够改变输出电压的幅值。

改变两组变流器的切换频率就能改变uo的频率。

（a）（b）

图4-25方波型单相交－交变频电路

2三相负载

1.）电压型三相—三相交交变频电路

三相—三相方波型交-交变频器的主电路如图4-26所示，每一相由两组反并联的三相零式整流电路组成，整流器Ⅰ、Ⅲ、Ⅴ为正组，Ⅳ、Ⅵ、Ⅱ为反组。

每个正组由1、3、5晶闸管组成，每个反组由4、6、2晶闸管组成。

变频器中的换流应分成组与组之间换流和组内晶闸管换流两种情况。

为了在负载上获得三相互差T/3（T为输出电压周期）的电压波形，每组导电时间应为T/3，并相隔T/6换相。

同一时刻应有一个正组和一个反组同时导通，但不允许同一桥臂同时导电，否则将会造成电源短路，每组桥内晶闸管按1、2、3、4、5、6、1顺序换流。

各自及组内导电次序如图4-27所示。

图4-26三相—三相方波型交－交变频器

图4-27变频器各组导电次序

2.）电流型三相—三相交交变频电路

（1）电路结构

把电路适当改画，并在主电路中接入滤波电感，则成电流型电路，如图4-28所示，主电路中的电流可以看作矩形波，如果不接滤波电感，两组整流器直接反接，就是说通过电源来缓冲负载的无功功率，那么因为电网的内阻抗要比负载阻抗小得多，便构成了电压型电路。

图4-28三相零式联结（半桥式）交－交变频器

（2）晶闸管导通次序及电流波形

控制角为α时晶闸管导通的次序及电源电流、负载电流的波形如图4-29所示.Ⅰ-Ⅵ组晶闸管各导通120度，因此负载电流也是持续120度的方波，而每组桥的晶闸管按1-6的次序换流。

系统输出频率fo为电源频率fi的1/3，每相负载电流恰为电源三相电流之和。

图4-29电流型交－交变频器的晶闸管导通次序及电流波形

（3）控制方式

由控制系统框图（图4-28）可以看出，它是由电流内环和电压外环构成的双闭环系统，采用U/f＝恒值的恒磁通控制方式。

系统中有函数发生器，能够在低速时适当提高端电压，以补偿压降。

控制电路主要完成两个任务：

一是控制每个晶闸管的控制角α，以调节输出电压，而是按照所需的频率来实现各组间的换流。

给定信号经过压频变换转换成比例的脉冲信号，然后经过环形计数器进行分频，形成依次相差T/6、持续时间为T/3的选组脉冲。

选组脉冲规定了什么时间允许哪组晶闸管工作。

与此同时，给定信号还被变换成与之相应的移相脉冲，移相脉冲决定了每组中晶闸管导通的次序与控制角α的大小。

移相脉冲和选组脉冲经过逻辑电路确定了每个晶闸管的导通时刻。

4.3.4可控硅相控三相—三相正弦型交－交变频器

三相交交变频电路是由三组输出电压相位各差120o的单相交交变频电路组成，因此三相-单相交交变频电路的许多结论都适用于三相—三相交交变频电路。

1.电路接线方式

三相—三相交交变频电路有两种接线方式，即公共交流母线尽现方式和输出星形联结方式。

（1）公共交流母线进线方式接线方式如图4-30所示。

由三组彼此独立的、输出电压相位相互错开120°的单相交交变频电路构成。

电源进线通过进线电抗器接在公共的交流母线上。

因为电源进线端公用，所以三组的输出端必须隔离。

为此，交流电动机的三个绕组必须拆开，共引出六根线。

主要用于中等容量的交流调速系统。

图4-30公共交流母线进线三相—三相交交变频电路

（2）输出星形联结方式图4-31是输出星形联结方式的三相—三相交交变频电路原理图。

三组的输出端是星形联结，电动机的三个绕组也是星形联结。

电动机中点不和变频器中点接在一起，电动机只引出三根线即可。

因为三组的输出联接在一起，其电源进线必须隔离，因此分别用三个变压器供电。

由于变频器输出端中点不和负载中点相联接，所以在构成三相变频电路的六组桥式电路中，至少要有不同输出相的两组桥中的四个晶闸管同时导通才能构成回路，形成电流。

和整流电路一样，同一组桥内的两个晶闸管靠双脉冲保证同时导通，而两组桥之间则是靠各自的触发脉冲有足够的宽度，以保证同时导通。

图4-31输出星形联结方式三相—三相交交变频电路（a）简图（b）详图

2.输入输出特性

从电路结构和工作原理可以看出，三相—三相交交变频电路的输出上限频率和输出电压谐波与单相交交变频电路是一致的。

下面分析三相—三相交交变频电路的输入电流。

图4-32是在输出电压比γ=，负载功率因数cosφ=的情况下，交交变频电路输出电压、单相输出时的输入电流和三相输出时的输入电流的波形举例。

对于单相输出时的情况，因为输出电流是正弦波，其正负半波电流极性相反，但反映到输入电流却是相同的。

因此输入电流只是反映输出电流半个周期的脉动，而不反映其极性，输入所以式（4-19）和（4-20）所示输入电流中含有2倍输出频率有关的谐波分量。

对于三相输出的情况，总的输入电流是由三哥哥单相交交变频电路的同一相输入电流合成而得到的，有些谐波相互抵消，谐波种类有所减少，总的谐波幅值也有所降低。

其谐波频率为：

（4-25）

和

（4-26）

式中k=1,2,3,…l=0,1,2,…

图4-32交交变频电路的输入电流波形

当变流电路采用三相桥式电路时，输入谐波电流的主要频率为fi±6fo、5fi、5fi±6fo、7fi、7fi±6fo、11fi、11fi±6fofi±12fo等。

其中5fi次谐波的幅值最大。

下面分析三相—三相交交变频电路的输入功率因数。

三相交交变频电路由三组单相交交变频电路组成，每组单相交交变频电路都有自己的有功功率、无功功率和视在功率。

总输入功率因数为：

（4-27）

从上式可以看出，三相电路总的有功功率为各相有功功率之和，但视在功率却不能简单相加，而应由总输入电流有效值和输入电压有效值来计算，比三相各自的视在功率之和要小。

因此，三相总输入功率因数要高于单相交交变频电路。

当然这只是相对于单相电路而言，功率因数低仍然是三相—三相交交变频电路的一个主要缺点。

3、改善功率因数和提高输出电压

在图4-31所示的星形联结的三相—三相交交变频电路中，各相输出的是相电压，而加在负载上的是线电压。

在各相电压中叠加同样的直流分量或3倍于输出频率的谐波分量，它们都不会在线电压中反映出来，因而也加不到负载上。

利用这一特性可以使输入功率因数得到改善并提高输出电压。

当负载电动机低速运行时，变频器输出电压很低，各组桥式电路的a角都在90°附近，因此输入功率因数很低。

给各相输出电压叠加上同样的直流分量，控制角a将减小，但变频器输出线电压并不改变。

这样既可以改善变频器的输入功率因数，又不影响电动机的运行，称为直流偏置法。

对于长期在低速下运行的电动机，用这种方法可以明显改善输入功率因数。

另一种改善功率因数的方法是梯形波输出控制方式。

使三组单相变频器的输出电压均为梯形波。

梯形波的主要谐波成分是三次谐波，在线电压中，三次谐波相互抵消，结果线电压仍为正弦波。

在这种控制方式下，因为桥式电路较长时间工作在高输出电压区域（即梯形波的平顶区），a角较小，因此输入功率因数可提高15%左右。

此外，图4-21正弦波输出控制方式中，最大输出正弦波相电压的幅值为Ud0。

这样的输出电压有时难以满足负载的要求。

和正弦波相比，在同样幅值的情况下，梯形波中的基波幅值可提高15%左右。

也就是采用梯形波输出控制方式可以使变频器的输出电压提高约15%。

采用梯形波控制方式相当于给相电压中叠加了三次谐波，相对于直流偏置，这种方法称为交流偏置。

这里介绍的都是直接变频技术，节中介绍间接变频电路，先把交流变换成直流，再把直流逆变成可变频率的交流，称交直交变频电路。

交交变频电路的优点：

效率较高（一次变流）、可方便地实现四象限工作、低频输出波形接近正弦波。

交交变频电路的缺点：

接线复杂，采用三相桥式电路的三相交交变频器至少要用36只晶闸管；受电网频率和变流电路脉波数的限制，输出频率较低；输入功率因数较低；输入电流谐波含量大，频谱复杂。

因此，交交之间变频电路主要用于500kW或1000kW以上的大功率、低转速的交流调速电路中。

目前已在轧机主传动装置、鼓风机、矿石破碎机、球磨机、卷扬机等场合应用。

它既可用于异步电动机，也可用于同步电动机传动。

4.3.5可控硅相控AC-AC变频器的工作状态和触发脉冲重叠控制

1.变频器的无换流工作状态和有环流工作状态

和可控整流电路一样，变频器也有两种工作状态，无环流工作和有环流工作。

在一定条件下，负载电流可能会变成断续的。

如电阻——电感性负载，如果在电流贬值附近能维持连续，但由于负载电感不够大，因此在电流变化到过零前（经过T/2后），电流已较小而出现了断流，电压畸变将增大。

有环流系统由于有环流作用，没有电流不连续的现象，所以输出电压畸变较小。

无换流运行时，正组和反组分时工作，但是当负载电流由正值变为零时（即过零点）如果立即解除反组的脉冲封锁，触发反组晶闸管，而正组晶闸管则刚刚断流而未完全恢复正、反向阻断能力，就有可能发生两组晶闸管同时导通的短路事故。

为了避免这种情况，在正组电流过零后，应延时一段时间t0后在触发反组晶闸管，同样在反组电流过零点后要延迟一段时间再触发正组晶闸管。

在这段死区时间内，两组变流器均无输出，输出电压畸变率增大。

死区时间的设置要考虑换流安全性和输出电压畸变率两方面的影响。

采用有换流控制时，此时正组和负组的控制角之和

，即一组工作于整流状态，另一组则工作在逆变状态。

两组整流器其输出端的基波交流电压完全相等（也就是任何时刻正组输出电压平均值等于反组输出电压平均值），但瞬时值不等，两者电压的瞬时值之差

会引起环流，加重晶闸管负担，因而需加限流电抗器，以限制环流。

采用环流电抗器后，除了有被限制的脉动环流外，由于电抗器的电感，还将引起新的环流，这种环流称环流的自感应分量。

现在来讨论环流的自感应分量。

如果忽略变频器输出电压中的谐波，只考虑其中的基波，则此有限流电抗器的反并联正负组整流所组成的变频器，其等效电路可画出如图4-33所示。

图4-34是图4-33电路的各部分电流和电压的波形。

设

时接通负载，正弦变化的负载电流

开始流通。

在前1/4周期间，此电流从正组流出，结果在环流电抗器上形成如图（e）所示的电压波形。

此电压极性将使负组晶闸管处于反向偏置，因此负组在此期间处于断开状态。

在1/4周期后

时，负载电流开始下降，电抗器上电压反方向，使负组二极管导通。

当正组和负组都导通时，由于正组和负组输出端基波交流电压任何瞬时都相等，因而此时电抗器两端M，N两点的电位将相等，环流电抗器上电压等于零

，效果相当于环流电抗器两端被短路。

因此环流电抗器的总磁势保持不变，即等于

时流过左半个电抗器（圈数为

）的负载电流峰值

所决定的磁势

。

正、负组的二极管都导通后磁势方程为

（4-28）

其中和分别为正组和负组的电流。

可得

（4-29）

由等效电路可知

（4-30）

所以

（）

（）

图4-34（b）和（c）是正、负组总电流波形，（d）是自感应环流。

正组电流和负组电流都是连续的，负载电流最大时，自感应环流等于零；负载电流为零时，自感应环流最大。

在负载电流正半周期，正组通过所有电流，负组只流过环流自感应分量；在负载电流负半周时，正组只流过环流自感应分量，负组则流过所有电流。

这是这种变频器的稳态运行情况，这种情况已为实验所证实。

图4-33有环流电抗器的等效电路

图4-34理想变压器有自感应环流工作波形

环流的自感应分量大小与负载电流成正比。

可以证明，环流自感应分量的平均值为变频器输出负载电流平均值的57%。

负载电流越大，环流自感应分量也越大，自然，损耗也越大。

相反地，晶闸管的容量也必须考虑环流自感应分量引起的发热。

在反并联可逆整流电路中，当输出给负载的电流大小变动的动态过程中，也将引起自感应环流，随着负载电流的逐渐稳定（为稳定直流），由于线路电阻的损耗，自感应环流将逐渐衰减消失。

环流自感应分量的存在给变频器增加了一个“无功”负载。

因此这种配合有环流系统的运行方式并不被广泛采用。

负载电流较大时，电流已经连续，此时变频器也就没有必要采用有环流的控制方案。

可在小负载或负载电流过零的零点附近发生电流断续时，才使其在有环流状态下工作。

2、触发脉冲的重叠控制

触发脉冲的重叠控制方案的实现，能使变频器在负载电流较小时，正组与负组同时工作成为有环流系统，而在负载电流较大时成为无环流系统，这样既限制了环流，又消除了电流不连续时的不良影响，改善了波形。

图4-35交-交变频器脉冲重叠控制方框图图4-36负载电流大小对脉冲重叠时间的影响

交—交变频器的脉冲重叠控制方案方框图如图4-35所示。

它由正组、负组晶闸管整流电路1、2，正组、负组脉冲门7、9，正组、负组脉冲产生器6、8和电流检测电路4、5构成。

3则为负载。

在电流检测电路方框上面（图4-35）给出了电流检测电路的特性。

负载电流大于

时，正组电流检测电路的输出为1，即C=1，使正组门开启，触发脉冲通过正组门触发正组晶闸管；当负载电流减小到小于

，即继续向负载增大时，正组电流检测电路输出为零，C=0，正组关闭，正组晶闸管不再被触发。

负组电流检测电路在电流小于

后，输出为1，即D=1，使负组门开启，负组晶闸管工作。

这样仅当电流处于

和

之间时即负载电流较小（绝对值）时，正负组晶闸管才同时工作，成为有环流工作状态。

负载电流瞬时值（绝对值）大于

后，则只有一组晶闸管被触发，成为无环流工作状态。

图4-36示出了触发脉冲重叠控制时的工作波形。

波形示出负载电流越大，脉冲重叠时间越短，反之则越长，图4-36（a）是满载时脉冲重叠情况，（b）则为轻载时。

比较这两组波形可见，负载电流较小时脉冲重叠时间是比较长的。

这两组波形的曲线

（1）是负载电流波形和零电流检测电路的整定值

和

。

负载电流较小时，负载电流从

变化到