12V5A电源适配器设计指导.docx

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12V5A电源适配器设计指导

CR6850C设计指导

芯片特征：

·低成本、极少的外围元件

·PWM&PFM&CRM（周期复位模式）控制·低启动电流（约8μA）、低工作电流（约2mA）·电流模式控制

·欠压锁定（UVLO）

·内置同步斜坡补偿

·PWM频率外部可调

·轻载工作无音频噪音

·内置前沿消隐

·在输入90V~264V的宽电压下可实现恒

·定最大输出功率

·周期电流限制

·GATE引脚驱动输出高电平钳位16.8V

·VDD引脚过压保护25.5V

·SOT-23-6L，SOP8，DIP-8无铅封装应用领域：

·AC/DC电源适配器

·电池充电器

·开放式电源

·备用开关电源

·机顶盒开关电源

·384X代替

·兼容：

SG6848J&LD7535&OB2262&OB2263

管脚信息：

典型应用电路图：

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一、芯片工作原理

1.功能概述：

CR6853是用于36W以内离线式开关电源IC，其高集成度，低功耗的电流

模PWM控制芯片，该芯片适用于离线式AC-DC反激拓扑的小功率电源模块。

芯片可以通过外接电阻改变工作频率；在轻载和无负载情况下自动进入PFM和

CRM，这样可以有效减小电源模块的待机功耗，达到绿色节能的目的。

CR6850C

具有很低的启动电流，因此可以采用一个2MOhm的启动电阻。

为了提高系统的稳定性，防止次谐波振荡，CR6850C内置了同步斜坡补偿电路；而动态峰值限制电路减小了在宽电压输入（90V~264V）时最大输出功率的变化；内置的前沿消隐电路可以消除开关管每次开启产生的干扰。

CR6850C内置了多种保护功能：

过压保护、逐周期峰值电流限制、欠压锁定（可以用它实现短路和过流保护）

以及输出驱动的高电平钳位在16.8V以下。

而驱动输出采用的图腾柱和软驱动有效降低了开关噪声。

CR6850C提供SOT23-6L，SOT-8和DIP-8无铅封装。

由于CR6850C高度集成，使用外围元件较少。

采用CR6850C可以简化反激式隔离AC-DC开关电源设计，从而使设计者轻松的获得可靠的系统。

图1.1CR6850C内部框图

2.欠压锁定和启动电路：

⑴、CR6850C具有如下两种启动方式：

1）整流滤波前启动的方式,其启动电路见图1.2.1所示；

2）整流滤波后启动的方式，其启动电路见图1.2.2所示；

图1.2.1整流前启动图1.2.2整流滤波后启动

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3、系统的启动时间：

上面两种启动方式当电源上电开机时通过启动电阻RIN给VDD端的电容

C1充电,直到VDD端口电压达到芯片的启动电压VTH（ON）（典型值15.3V）时

芯片才被激活并且驱动整个电源系统正常工作。

在图1.3.2中系统的最大启动延迟时间满足如下运算关系：

TD_ON

RINC1

VDD_ON

ln1

VDCIDD_STRIN

其中：

IDD_ST：

CR6850C的启动电流

TD_ON：

系统的启动延迟时间

RIN：

为R1与R2

电阻值之和

由于芯片具有低启动电流的特性并且考虑到空载的系统损耗，

RIN可以取得

较大，具体值可在1.5MΩ~3MΩ范围内选取,C1推荐选用10uF/50V。

如果发

生保护，输出关断，导致辅助绕组掉电，VDD端电压开始下降，当VDD端电压

低于芯片的关闭电压VDD_OFF（典型值10.2V）时，控制电路关断，芯片消耗电

流变小，进入再次启动。

图1.3.1典型启动电路

如果需要系统具有更快的启动时间且在系统成本允许的情况下，您可参考图

1.3.2电路中C1可以取得较小（但需要考虑系统的稳定性），RIN的取值可以取

得较大，这样既可缩短系统的启动时间同时也可降低系统空载时的待机功耗。

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图1.3.2

快速启动电路

4、启动电阻RIN上最大损耗：

2

VDC2

VDC,maxVDD

max

PRIN,Mmax

RIN

RIN

其中，VDC,max是最大输入整流后电压。

对于一个通用输入（90Vac~264Vac），VDCxma,=374V

3742

PRIN,max

1.510693mW

5、正常工作频率

CR6850C允许设计者根据系统的使用环境需要自行调整系统的工作频率,

其PWM频率为：

50K－100K；CR6850C的典型工作频率为67kHz，其应用电路如图1.6，RI的取值决定了系统的工作频率，工作频率的设定可分别由以下公式计算出来。

FOSC

6700

（kHz）

RI（kOhm）

图1.6频率设置电路

虽然CR6850C推荐系统PWM的工作频率范围可为50k~100kHz，但是芯片系统性能优化主要是被设计在50KHz~67KHz的应用范围，在应用时请注意。

在PCBlayout时应尽可能使RI的接地端靠近芯片的GND端，以便减少干扰。

6.FB输入端

CR6850CFB端口各电压阈值相对应的系统工作状态可通过下图表示。

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图1.7.1FB端电压对应系统工作状态

0.9V~1.4V为系统在空载或轻载时工作在CRM工作模式下的FB端电

压；1.2V~4.7V为系统在常态工作模式下的FB端电压；4.7V为系统开环状态时FB端电压，FB端的短路电流典型值为2.2mA。

CR6850C采用传统的电流模式结构设计，其关断时间根据峰值电流调整，

通过与主开关管MOSFET源极相连接的电流反馈电阻Rsense转化成电压反馈

到CR6850C的SENSE端来实现控制。

在正常工作时，这个峰值电流与FB具

有如下关系式：

IPK

VFB0.9

1.67RS

VFB：

FB端的电压。

RS：

与主开关管MOSFET源极相连接的电流反馈电阻阻值。

注意事项：

1）.芯片在设计初始为了降低系统在空载或较轻负载的状态下系统整机的功

率损耗，系统正常工作时

CR6850CFB端允许的最大的输出电流

IFBmax≈

2.2mA，最小工作电流IFBmin≈0.18mA；即流过光耦接收端集射极的电流Ic

最

大为2.2mA左右，最小为

0.18mA左右。

假设光耦的最大传输比

CTR=0.8，系

统二次侧（次级）TL431的工作电流仅由流过光耦发射端二极管的电流

IF提供，

那么通过Ic折算到流过光耦发射端二极管的电流

IF最大仅为

0.74mA,这个

电流将无法满足TL431

的最小工作电流（1mA），所以在系统设计时，使用

CR6850C设计的系统必须给次级TL431提供一个常态偏置电阻，使TL431

工

作在正常的状态，否则系统的负载调整率或其他性能可能会发生异常

在12V

输

出的系统中，考虑空载或轻载时系统的损耗因素，推荐使用的偏置电阻阻值为

1kΩ。

2）.当VFB=0.9~1.4V时系统工作在CRM工作模式，如果系统出现可听及

的异音，请先检查芯片工作频率是否工作正常，如果你确认无误，请检查系统缓冲吸收回路中的电容材质，如果使用的是普通压电陶瓷电容,那么当系统在CRM工作状态时电容由于发生压电效应而产生异音是很可能的。

这时请更换电容的材质，如MYLA，PEA，MEF或CBB等薄膜类电容；考虑成本及电容体积大小的因素，我们推荐使用MYLA（缇纶）电容，在保证吸收回路效果的前提下可

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以通过调整缓冲吸收回路中的电阻阻值来减少该电容的值有利于缩小电容体积及降低系统成本。

3）.当系统工作在满载的情况下,如果系统出现可听及的异音时，请检查系统是否工作正常，如果你确认无误，请检查芯片的FB端的电压波形是否较平滑，如果发现较大的干扰请检查系统的PCBlayout是否合理，对于较小的干扰可通

过外加滤波网络进行抑制，如图1.7.2中的RFB及CFB组成的低通滤波器，

这里RFB，CFB的取值不宜过大，比如47Ohm，1000PF；根据系统的实际情

况，RFB可以为0Ohm。

RFB，CFB的取值会影响系统的环路稳定，一般CFB的取值建议要≤4700PF。

图1.7.2FB低通滤波器

4）、当系统工作在输出空载，轻载或满载转空载的情况下，如果发现输出端电压在较大范围内波动时，首先确定电路设计、PCBlayout是否正确及环路是否稳定，如果确定无误，请再次检查变压器给芯片供电的辅助绕组是否能保证系

统在输出空载或轻载的情况下芯片UDD端的电压在10.2V（UVLO典型值）以

上，否则系统可能工作在UVLO临界状态。

值得注意的是变压器辅助线圈在设

计时需要把与UDD端相连的整流二极管的管压降以及限流电阻的压降考虑进

去，另外还要考虑变压器层间耦合系数/强度的关系；耦合较弱时，空载时芯片

UDD端电压值较低，容易进入UVLO状态，但是满载状态下UDD端电压上升

较少；耦合过强，对提高空载时芯片UDD端电压稳定系统有较大的帮助，但满

载状态下UDD端电压上升较多，容易让芯片进入OVP状态。

考虑到系统满载

瞬间转空载或空载瞬间转满载时由于能量瞬变导致UDD端电压下冲误触发

UVLO的原因，在系统允许的输入电压范围内且系统输出为空载时建议芯片

UDD端电压要＞11.5V，特别要注意高端输入电压如264V/50Hz时的情况。

6.Rsense输入端

CR6850C采用电流模式PWM控制技术，初级峰值电流通过电流检测电阻

Rsense转化为电压反馈到Sense端。

由于在开关管导通瞬间会有脉冲峰值电流，如

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果此时采样电流值，会导致错误的控制。

内置的前沿消隐（LEB）电路，就是为了防止这种错误的控制。

在开关管导通后，经过一段前沿消隐时间（典型300ns）

才去控制电流限制比较器，可以为系统节省一个外部的RC网络。

如果由于Sense端的电流反馈信号前沿噪声干扰持续时间超过芯片内置的前

沿消隐（LEB）时间导致系统性能异常，可以考虑外接R-C网络，但建议R-C的

取值不宜过大，否则可能会引起电流反馈信号的失真过大，导致系统启动或输出

端短路时MOSFE漏源端电压Uds过高等常见的系统异常现象。

推荐R-C网络

的取值为：

R≤680?

，C≤1000PF。

没有特别的需要，不建议外接R-C网络。

正常工作时，PWM占空比由FB端电压调整。

7.内置同步斜坡补偿

内置同步斜坡补偿电路增加电流检测电压的斜率，这可以改善系统闭环的稳定性，防止电压