最新大量程电感表.docx

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最新大量程电感表

大量程电感表

超大量程电感表

许剑伟莆田第十中学

一、引言：

无线电爱好者，经常要测量电感量，他们常常测量小到零点几uH或大到上千H的电感。

除了商品数字电桥可以测量，其它仪表很难测出来。

后来，在网上看到捷克人的作品，基于LM311制作了一个小电感测量仪，国内也有很多爱好者仿制。

出于好奇，也动手仿制并做了改进，重新分析、设计电路，使得本表可以极宽范围测量，而且精度良好。

最先使用洞洞板调试，后来打样PCB板安装了数台，效果良好。

二、电路原理

本表利用LM393做为放大器，在正反馈回路加放LC选频回路，得到稳定的振荡，并由单片机测量出振荡频率F。

当F和C已知，就可以计算出L的值。

虽然LM393频响比LM311差5倍，但本表通过合理的补偿，可以消除LM393速度上的不足，大幅减小了小电感测量误差。

此外，由于采用了高阻耦合，使得本电路可以测量1000H以上的电感。

电路原理如下图。

Ca是基准电容，La是辅助谐振电感。

Rf*C1应大于Rb*C2，以免低频自激或间歇振荡。

C1、C2是隔直流电容。

C4、C5是表笔高频干扰信号吸收电容（不是工频吸收电容）。

C6是相位补偿电容（LM393无内置相位补偿）。

R1、R2、R3是1/3衰减器兼直流编置电压发生器。

Rf是高阻同相耦合器。

R4、R5是上拉电阻。

Rf1、Rf2是负反馈电阻，7.2倍放大。

R6是偏置电阻并产生数毫伏正偏压。

R7、R8是给二极管施加测试电流的电阻

那个Rf耦合电阻，在超声波范围内并不是存阻的。

当频率较高时，电阻两端的分布电容及LM393内的信号耦合是不可以忽略的。

虽然是电容耦合量很小，但在密勒效应的作用下，等效到输入端的电容会被成百倍放大，有效谐振电容变小。

当频率比较高时，谐振器的阻抗很小，所以反馈系数非常弱，这就造成密勒效应的影响严重，可影响2%以上，为此，高频率下有效谐振电容需要适当修正。

此外，LM393的延迟也会造成振荡频率变小，引起测值变大。

以上因素，结合起来，有效谐振电容还要修正k=5e-8*Rf*f，式中Rf是指反馈总电阻（单位M欧），f指频率（单位Hz）。

电感的计算公式变为：

«SkipRecordIf...»

实际上，可以理解为a就是考虑密勒效应及LM393延时后对频率修正的结果。

同理，电容计算公式则为：

«SkipRecordIf...»

La与Ca均指当前频率下的辅助电感与辅助电容量的真值。

如果事先测出Ca与La的非线性误差，则可以在程序中进行修正处理。

使用质量好的La与Ca，就无须修正。

L/C切换开关的接触电阻易造成测量误差，所以电路中电感档采用直通接入被测电感，电容档采用高阻抗（用4.7mH的）的谐振电感Lb，这样就可以大大减小接触电阻对测量的影响。

以上计算成立是有条件的，要求谐振器处于高Q状态。

Q<10，精度受到明显影响。

由于使用了高阻耦合，测量大电感时，对谐振器的Q值影响得到有效控制。

三、调试、元件及制作工艺

1、PCB板上几个失误：

把测试线接线端子放在La电感旁边。

测量时，表笔位置移动，就改变了测量回路与La电感的距离，引起0.0xuH的变化。

这对测量0.xuH电感是十分不利的。

可以把引线针折弯，使表笔软件焊接点远离La，就可以解决这个问题了。

电感放在了液晶屏铜柱子旁边，引起电感Q值严重下降。

可以改用塑料柱子解决问题。

如果要用铜柱子，可以断开左边铜柱子下的地线，使得“液晶上的导线→右铜柱→PCB地线→左铜柱”环路消失，可以减小它对旁边的La的Q值影响。

PCB板晶振位置大小不正确，晶振不易安装。

需长脚立装。

仪表用的晶振，质量要求高。

建议使用有源晶振，可靠性好些。

调试10套普通晶振的，遇到一台无故误差1%，经反复测试，发现是晶振不可靠。

原设计使用铜柱子固定LCD1602，不巧，辅助是感La放在了铜柱子旁边。

铜柱子会影响La的电感量及Q值，对小电感测量不利。

特别是，铜柱子接触不良，会引起La电感量变化，进而出现零点不稳象现。

实际上，液晶板与主板，通过两个铜柱子，形成了一个地线环。

这个环正好与La电感靠得很近，对于高频率来说，地线环会改变振荡频率。

当地线环时有时无，就造成零点不稳。

由于电路改动，所以与原先PCB也要改动。

2、本表测量精度与谐振电容Ca有关。

云母电容是低温漂的，适合仪表使用。

低频档的谐振电容是Cb=100nF，请使用CBB/630V或CBB/400V电容。

须是100nF，如果有偏差，应修改程序中的Cm2参数。

本表开机时显示Ca和Cb的标定值。

即3n3与100n电容在1kHz时的容量。

其中，3n3是电容放入电路电路板上，还要加上3pF布电容。

如，测得电容为3.001nF，则Cm应置为3.004nF

3、本表测量精度与La、Lb的线性度有一定关系。

使用电感采用Q值较高的工型电感器。

尺寸使用6mm*8mm工型磁芯即可，体积过大易受到分布参数影响。

使用0.2mm左右的漆包线，可以得到较高的Q值，使用0.04*60的李兹线绕制可以得到更高的Q值。

电感Q值高，它的线性度一般也比较好，电感量随频率变化小一些。

检测Q值时，La用200kHz测量，Lb用50kHz测量即可。

4、测量小电感La的选值影响测量精度。

振荡器的稳定度一般只在1e-4到1e-5之间。

计算电感时，先计算出谐振回路总电感然后扣除La，因频率不稳，就会产1e-4级别的短期不稳，1e-3级别的漂移。

如La=220，零漂移可达220*1e-3=0.2uH，如果La=25uH，则漂移只有25*1e-3=0.025uH。

5、被测电感的Q值影响小电感测量精度。

理论上可以证明，即使在Q值较高时，测量小电感还是有误差。

误差绝对量可以表示为ΔL=r*T0，式中r是谐振回路的串联损耗电阻，T0是振荡器的延时。

选取适当的La，可以使得T0变得，La取25uH至50uH，T0的影响基本可以消除。

下图是我改进的作品。

我把220uH电感改为50uH自绕电感，能够更好的测量10uH以下的电感。

由于没有注意绕制工艺，造成Q值只有17（@200kHz），但效果也不会太差。

因为Q值太小，引起20uH以下电感测值偏小1%左右。

可以使用矿机工艺改造这个电感。

比如，使用李兹线绕制，并在磁芯上面垫一层生料带。

下图电感采用25uH的，它是在磁芯上，内层垫上生料带，使用0.04*60多股线绕制，1.3MHz时Q值可达150以上。

因为不易买到25uH的高Q电感，DIY是倒是比较容易一些。

正因为使用了高Q线圈，小电感测量精度再次得到保证，而且零点基本不漂。

开机后20分钟内，漂了0.02uH，再往后观察，未见漂移。

此外，所以与谐振器相关的切换开关，接触电阻应小一些，以免影响谐振电路的Q值。

6、关于低频测量功能扩展

通常铁芯电感在3kHz以下频率可以取得较大的Q值，测值变得准确。

在15kHz频率Q值将下降到2以下，测量精度严重下降，而且15kHz频率往往远离铁芯电感实际应用频率。

测量200mH至10mH的铁芯电感，谐振频率可高达20kHz，铁芯电感的Q值不行，谐振不可靠，本表无法可靠测量。

如果是铁氧体电感，几乎不存在这个问题，它的Q值比铁芯电感高得多，各种电感量都可以测量。

为了解决这个问题，有必要增加一个低频测量功能。

可按电路图补接一个CBB630V/100nF的电容。

接线示意如图。

如不需要低频功能，请将P1.0接到地线上。

图中是一个扭子开关，接触电阻为2mR左右。

不要使用接触电阻为100mR以上的开关。

7、表笔制作

长度10cm就够了。

不要太长。

8、电源要求

本电路对电源质量要求高，不要使用开关电源。

开关电源干扰大，严重影响大电感测量，甚至造成无法测量。

使用“双6V铁芯铜线变压器”或“铁芯铜线变压器制造的9V直流适配器”或“锂电池”均可。

五、使用方法

1、屏上的标识及使用

第1行显示电感量。

首字是“L”或“C”，分别表示测电感和测电容，用“L/C”按键切换。

第2行显示频率。

行末还有一个“H”或“L”，分别表示高频档和低频档。

安装了那个扭子开关及100n电容，才有“H”与“L”两档。

否则，请把P1.0接地，这样只有“H”档。

低频“L”档主要用来测量10mH至1H的铁芯电感。

当谐振频率过高时，铁芯变压器Q值低。

频率降到3kHz以下，测量就可靠得多。

当Rd端子接入二极管或短路，会自动切换到Rd测量状态。

已安装了双6V变压器接口。

也有9V电池接口，它受power开关控制。

9V电池与变压器不可同时使用，否则变压器会对电池充电，电池受损。

2、清零，用CLEAR键清零

Rd档要短路清零，电感档要短路清零，电容档要开路清零。

“短路清零”就是表笔短路后，按CLEAR键。

“开路清零”就是表笔开路后按CLEAR键。

每次使用时，要先看一下零点（电感档、Rd档，看短路零点，电容档看开路）。

如果零点偏移较大，影响你的测量，则做清零。

不影响测量，则不要清零。

如果零点异常，显示有“*”号或超大零点数值（这一般是错误清零操作造成的），这时须做清零操作。

Rd档短路清零后，Rd与uT会含有“*”号是正常的。

后面显示的两个电压值，则应变为0mV

平时测量，不必频繁清零。

因为，每次清零，就会把清零数据写到EEPROM，而EEPROM的擦写寿命有限。

约几万次到百万次吧。

比如，当前测量1000uH，而零点是1.2uH，相对于1000uH来说，1.2uH是可以忽略的，所以不必清零。

再比如，测量10H，不用清零的。

因为零点的uH级或nH级漂移，根本不会影响10H电感的测量。

六、精度

我实测3个电感比对，与电桥测值基本相同，在同频率下用0.2V比对。

使用质量较好的电感比对：

LCZ1062电桥

LC-RdV1.0

4.26mH

4.27mH

179uH

181uH

56.8uH

56.8uH

672uH

669uH

虽然上表得到的测量结果还不错，但不表示所有电感都能得到这样的结果。

应注意到，不同Q值的电感，测量误差不相同。

有载Q值小于3，测量误差明显增加。

1、大电感测量，有载Q值低，选频能力差，所以测量精度下降一些。

而且，由于频率只分辨到1Hz，大电感谐振频率却只有100Hz左右，还会引入2%误差。

不过，达到5%问题不大。

当谐振频率接近于或大于变压器自谐振频率时，Q值小得可怜，测值不准，这时应切换到低频档测量。

2、特别小的电感（20uH以下），其内阻影响谐振回路的Q值，引起测量误差不可忽略。

La使用220uH，大约直流电阻每欧姆引入0.6uH的负偏差。

如果La使用25uH，这种负偏差会减小10倍。

可以接入1欧姆电阻测量，观察零点偏情况。

比如La=220uH，测量4.7uH色环电感，内阻0.8欧，负偏差0.6uH/欧，测得4.00uH，那么真值将得加上0.8欧*0.6uH/欧=0.48uH，得4+0.48=4.5uH。

如果La=25uH，就无须做此项修正。

矿机用的小电感，直流电阻很小，所以一般不用进行修正。

3、小于10H大于10uH范围内，如果被测电感Q值有保证（Q>10），实测误差一般不会超过1%

4、当被测电感远大于La时，本表测量结果是等效并联电感。

七、LM393的极限

«SkipRecordIf...»

以上推导，T0是LM393振荡器系统延迟时间，这种延迟对小电感测量是有害的。

当La=220uH时T0是负值。

La改为25uH，若Q值保持不变，那么谐振阻抗变小约3倍，反馈信号则变小3倍。

而小信号时，LM393延迟量增加，这样一来T0就接近于0。

已上公式表明，如果T0为1微秒，谐振串联内阻1欧，将引入r*T0=1uH电感计算误差。

不少几uH的小电感，内阻在零点几欧姆级别，显然，引入的误差不可低估。

因此，尽量减小T0才可以提升小电感测量的精度。

也许有人会问，清零时不就把T0引入的误差消除了吗？

其实，清零是扣除了辅助电感的测值。

总误差量是（r+r被测）T0，r*T0误差是清零了，但r被测*T0误差清不了的。

关于LM393延迟量τ的测定，可以采取如下方法。

Rf短路，C1换为10uF，La=25uH高Q（且La不随信号帐度而变化），这样C0*Rf可以忽略。

然后表笔短路起振清零。

接入1欧电阻测得0.31uH，所以τ=ΔL/r=0.31微秒。

此时谐振器上的电压约为Vpp=0.35伏

关于正反馈超前响应C0*Rf的测定。

换一个La=220uH高Q感，且不随信号幅度变化的电感。

清零后，测得1欧电阻为-0.6uH示值，所以T0=（τ-C0*Rf）=-0.6us，因为τ=0.3us，所以C0*Rf=0.9us。

关于小信号时的τ测定。

换一个La=25uH高Q电感，清零后，测得1欧电阻为-0.0xuH示值，可以忽略。

说明此时τ≈C0*Rf=0.9us，经时谐振电压为Vpp=0.12伏

综上，当接入25uH左右电感，本电路正反馈超前响应与LM393滞后响应相互补偿，使得LM393引入的误差最小，当被测电感的内阻较大，并不会影响测量精度。

这部分计算表明，接入25uH电感后，工作频率为500kHz左右的补偿效果，测量小于10uH的电感，频率基本上就在500kHz左右。

但这并不是说程序设计时，密勒效应的补偿可以取消。

«SkipRecordIf...»

从上式看出，当Q值恒定，相对误差随频率增加而线性增加。

当频率达到300kHz，Q=30至70所需的补偿量约为2%，频率继续升高，振幅变小，LM393的延时τ增加，与超前补偿相互抵消，所需补偿量减小。

程序中，补偿算法采用简单的线性补偿，即补偿量随频率线性增加。

如果300kHz时的补偿量控制在1.5%，那么小于300kHz轻微补偿不足，300kHz以上轻微补偿过剩，整体误差均衡，实测误差约为正负0.5%

八、负反馈电路对测量的影响

大电感谐振阻抗高，可以得到与耦合端基本相等的电压。

A0是输出方波幅值，A是谐振器上电压峰值，A0/A理论值是3π/4。

由于电感损耗，A会变小一些，所以A0/A约为2.7左右。

负反馈输入电压相当于进行了90度移相（是个三角波），那么，谐振器电压也必须有等值的90度电压分量，这样才满足振荡的相位条件。

谐振频率上，正弦波在三角波峰过后才能过零点，而三角波峰对应输出方波零点，所以谐振器上的正弦波相对输出方波是滞后的，实际振荡频率将变小，引起测量误差。

设R是谐振器并联电阻，x是谐振器残余电抗，负反馈阻容为Rg和Cg，起振的相位条件是：

«SkipRecordIf...»

代入本表的参数得电感测量误差

«SkipRecordIf...»

以上计算表明，随着有载Q下降，误差会变大。

当被测电感为1000H时，谐振电路的Q值是1.5左右，误差为正编大0.037/（1.5^2）=1.6%

因为大电感测量，谐振电压比较大，约为0.9V，与电桥比对时，应把电压设置为0.9V方可比对。

由于测量1000H大电感，谐振频率只有90Hz左右，所以1Hz数字误差（本表只分辨到1Hz）将引入2*（1/90）=2%左右的电感误差。

因此，大电感测量最终可高达2%+1.6%=3.6%正偏大误差。

如果注意技巧，当数字有跳变时，只取小的那一次电感读数，这样实读误差将减少为2.5%以内。

九、直流耦合电容C1对测量的影响

设LC谐振的并联电阻为R，在谐振频率上，相当于C1与R串联后接入LM393，转换为并联模式，则电容量变为

«SkipRecordIf...»

本电路实际参数代入得

«SkipRecordIf...»

式中Q为LC谐振器的Q值（不是有载Q）

由于C1可以等效为谐振器的并联电容，所以频率下降，引起L测值偏大。

谐振器的Q值通常比较大，由公式看出，C1引入的测量误差可以忽略不计的。

但是，在低频档，这个问题就不可以忽略了。

低频档对应的Ca是100nF，C1是330nF，所以«SkipRecordIf...»，显然，当Q=3，误差可达4%左右。

如果希望低频档精度更好一些，可以把C1换为660nF的。

实测也是如此，C1增加一倍，低频档误差减半。

当然，C1也不宜过大，否则响应速度变慢，而且大容量C1不好找。

十、电感分布电容的影响

电感分布电容的存在，将影响电感测量。

这种分布电容通常可以看作集中参数来简化，它的存在，相当于有效谐振电容增加了，谐振频率下降，换算出来的电感量变大。

在HP4342Q表的使用手册“3-9”页把这种换算出来的电感称为“EFFECTIVELL”，即有效电感的意思。

消除分布电容影响测得的电感量，称之为“TRUEL”，即“真电感”

当我们希望得到“TRUEL”就必须注意分布电容的问题，就以多抽头电感测量的问题分析：

1、电感量最大的抽头，测值总是接近于真电感的。

因为，不管是高频线圈，还是音频线圈，分布电容总是在几pF到几十pF之间，是远小于3300pF主谐振电容的，分布电容占次要地位。

也就是说，测量电感量最大的端子，不必担心测不到“真电感”

2、测量多抽头的次级，就可能出问题。

因为初级分布电容换算到次级，是按匝数比的平方换算的。

比如，线圈分总布电容50pF，初、次级匝数比是10，那么换算到次级，分布电容是50*10^2=5000pF，比主谐振电容还大，这时就测不到真电感了。

比如，测量T725的1和8脚电感，真电感是4H，而使用高频H档测得10H（F=800Hz），他表示800Hz下的利用电抗换算的电感量。

要是8到14脚之间没有绕线，那么，用H档依然可以得到真电感的4H。

因为，1到8脚自身分布电容一定是几十pF，对测量无明显影响。

3、铁心电感，要注意测量频率，如果频率高于3kHz，应切换到低频档。

铁心电感在高频率下，Q值太低，测不准。

铁氧体磁心电感，频响好，高、低频都可以测量。

十一、弛张振荡问题

为了防止出现弛张振荡或间歇振荡，应使得3Rf*C1+100k*C1>>Rb*C2