通信原理实验思考题答案Word文档下载推荐.docx
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主要检查学生是否认真考虑问题。
2、是否还有更好的方法实现串/并转换？
请设计电路，并画出电路原理图及各点理论上的波形图。
终端模块采用移位锁存的方法实现串/并转换，此方法目前是最好的方法了。
实验三无思考题
实验四思考题P4-6：
1、在分析电路的基础上回答，为什么本实验HDB3编、解码电路只能在输入信号是码长为24位的周期性NRZ码时才能正常工作？
因为该电路采用帧同步控制信号，而1帧包含24位，所以当NRZ码输入电路到第24位时，帧同步信号给一个脉冲，使得电路复位。
HDB3码再重新对NRZ码进行编译。
且HDB3码电路对NRZ进行编译的第一位始终是固定的值。
因此HDB3编译码电路只能在输入信号是码长为24位的周期性NRZ码才能正常工作。
但是由于HDB3码很有特点，现在为了使学生更好的观察HDB3如何进行编译码，我们对电路进行了改正，去掉了帧同步控制信号，所以现在对任意位的NRZ码都可以进行编码。
2、自行设计一个HDB3码编码电路，画出电路原理图并分析其工作过程。
根据HDB3的编码规则，CPLD电路实现四连“0”的检测电路，并根据检测出来的结果确定破坏点“V”脉冲的加入，再根据取代节选择将“B”脉冲填补进去。
原理框图如下：
CPLD设计的电路原理图如下：
实验五思考题P5-6：
1、为什么普通双边带调幅的信息传输速率较低，应该采用什么样的方法加以避免？
因为在普通调幅（AM）调幅中含有载波分量，但载波分量并不携带有用消息，却能耗散大量的功率，所以传输速率较低。
为了提高信息的传输速率，可将不携带消息的载波分量抑制掉，而仅传输携带消息的两个边带，即采用抑制载波双边带调幅的方法。
另外，双边带调制虽然调制频率高，但是它的传输带宽需要两倍基带信号带宽，所以信道利用率不高。
因此可以采用单边带调制，即可以同时抑制载波并仅发送一个边带，故又节省功率。
2、普通调幅、抑制载波双边带调幅、单边带和残留边带和这几种调制方式各有什么优点和
缺点？
请自行设计一个用MC1496实现的抑制载波双边带调制电路，并分析其工作原理。
普通调幅的优点是实现调制方式简便,输出的已调信号的包络与输入调制信号成正比。
解调时可采用包络检波很容易恢复原始调制信号。
缺点是调幅中含有载波分量，但载波分量并不携带有用消息，却能耗散大量的功率，所以传输速率较低；
抑制载波双边带调幅优点是可将不携带消息的载波分量抑制掉，而仅传输携带消息的两个边带，提高了信息的传输速率。
缺点是双边带调制虽然调制频率高，但是它的传输带宽需要两倍基带信号带宽，所以信道利用率不高。
并且采用相干解调是必须产生一个同频同相的载波，如果同频同相的条件得不到保证，则会破坏原始信号的恢复；
抑制载波单边带优点是传输时抑制载波并仅发送一个边带，故又节省功率。
缺点是由于单边带调制中只传送双边带调制信号的一个边带。
所以要让双边带信号通过一个单边带滤波器，而理想滤波器是不可能做到的，实际滤波器从通带到阻带总有一个过渡带。
因此实现分割上、下边带的滤波器就很难实现，一般采用多级调制的办法；
残留边带调制的优点是避免了用滤波法实现单边带调制时所需要的过渡带无限陡的理想滤波器的困难。
缺点是由于在残留边带调制中除了传送一个边带之外，还保留另外一个边带的一部分，所以传输频带的带宽增宽了。
下图是用MC1496实现的抑制载波双边带调制电路。
此电路采用的是典型的调制载波双边带电路，采用的是双电源供电方式。
其中载波信号UC经高频耦合电容C2从ux端输入，C3为高频旁路电容，使8脚接地。
调制信号UΩ经低频耦合电容C1从uy端输入，C4为低频旁路电容，使4脚接地。
调幅信号U0从12脚单端输出。
器件采用双电源供电方式，所以5脚的偏置电阻R5接地。
脚2与3间接入负反馈电阻RE，以扩展调制信号的UΩ的线性动态范围，RE增大，线性范围增大，但乘法器的增益随之减少。
电阻R6、R7、R8及RL为器件提供静态偏置电压，保证器件内部的各个晶体管工作在放大状态。
工作过程是载波信号UC（t），其频率fC=10.7MHz，峰—峰值UCP-P=40mV。
低频输入端输入调制信号UΩ（t），其频率fΩ=1KHz，先使峰-峰值UΩP-P=0，调节RP，使输出U0=0（此时U4=U1），再逐渐增加UΩP-P，则输出信号U0（t）的幅度逐渐增大，最后出现抑制载波的调幅信号。
由于器件内部参数不可能完全对称，致使输出出现漏信号。
脚1和4分别接电阻R210和R213可以较好地抑制载波漏信号和改善温度性能。
3、调节电位器“调制深度调节”时，调幅信号会发生怎样的变化，为什么？
调制深度是指调制信号与载波信号电压峰值的比例。
设调制信号为
如果用它来对载波
（
）进行调幅，那么，在理想情况下，普通
调幅信号为：
其中调幅深度
为比例系数
调节电位器改变调制信号于载波信号电压峰值的比例。
它的作用是将
移去，只加载波电压
，调节电位器使输出载波电流
。
则调制信号为抑制载波双边带调幅。
如果调节电位器使输出载波电流不为0，使输出信号
中有载波则为普通双边带调幅。
实验六思考题P6-5：
1、调频立体声通信只能用于视距传输，多径传输和建筑物阻挡对信号传输质量的影响较大，该如何解决这个问题，试分析之。
本思考题较理论化，可参考樊昌信编的《通信原理》教材，第四版，国防工业出版社。
P48面3.7随参信道特性及其对信号传输的影响；
P51面3.8随参信道特性的改善——分集接收。
2、作为一般的调频发射电路，在不同时间和温度下，其发射频率存在一定的漂移，试分析这是什么原因造成的？
可以采取什么措施使其发射频率稳定，如接近晶体振荡器的稳定度等？
可参考张肃文编的《高频电子线路》第三版教材，高等教育出版社，P392面7.7节振荡器的频率稳定问题；
P564面10.6节晶体振荡器直接调频。
根据所指定的时间间隔不同，调频立体声的发射频率漂移属于短期频率稳定度，主要是与温度变化、电压变化和电路参数不稳定性等因素有关。
要达到接近晶体振荡器的稳定度可以采用三种方法：
（1）对石英晶体振荡器进行直接调频；
（2）采用自动频率控制电路；
（3）利用锁相环路稳频。
3、在接收模块当中，我们比较关心的是接收的音频信号的音质和强度。
试分析电路中哪些措施可以提高接收到的音频信号的音质和强度？
您能提出哪些改进措施？
可参考曹志刚编《现代通信原理》教材，清华大学出版社。
P93面4.8节采用预加重/去加重改善信噪比。
我们实验中加入了预加重和去加重，另外对接收到的音频信号进行有效带通滤波。
4、在调频发射部分当中，有什么方法可以对MPX处的立体声复用信号进行还原？
实际上MPX是发射部分的频分复用，只需对复用信号进行解复用即可，答案框图已在P6-6附图二中。
实验七思考题P7-5：
1、描述抽样定理。
可参考任何通信原理教材。
此不详述。
2、本实验采用的是什么抽样方式？
为什么？
实验采用的是自然抽样，自然抽样时，抽样过程实际是相乘的过程。
另外说一下平顶抽样，实际应用中，平顶抽样是采用抽样保持电路来实现的。
3、本实验的抽样形式同理想抽样有何区别？
试将理论和实验相结合加以分析。
P110面5.3节实际抽样。
4、在抽样之后，调制波形中包不包含直流分量，为什么？
应不包含直流分量，抽样过程实际是相乘的过程，得到的仍然是交流信号，经过调后仍不包含直流分量。
5、造成系统失真的原因有哪些？
可参考陈国通主编的《数字通信》，哈尔滨工业大学出版社。
P28面2.3节抽样误差的分析。
造成系统失真的原因主要为：
发送端的非理想抽样和接收端低通滤波的非理想所带来的误差。
6、为什么采用低通滤波器就可以完成PAM解调？
可参考樊昌信编的《通信原理》教材，第四版，国防工业出版社。
P193面7.3节脉冲振幅调制。
注意一点，只有自然抽样才可以直接用低通滤波器解调，自然抽样后包含有原始信号频谱，但对于平顶抽样需在接收端低通滤波之前用特性为1/H（w）的网络加以修正。
实验八思考题P8-11：
1、TP3067PCM编码器输出的PCM数据的速率是多少？
在本次实验系统中，为什么要给TP3067提供2.048MHz的时钟？
64Kb/S，属于国际标准，由PCM帧结构知1帧共有32个路时隙，每路时隙8bit，每秒有8000帧，故30/32路PCM基群的数码率为：
8000*32*8=2.048Mb/s，即发送端定时电路的时钟频率。
2、认真分析TP3067主时钟与8KHz帧收、发同步时钟的相位关系。
参考指导书P8-8中2.功能说明。
3、为什么实验时观察到的PCM编码信号总是随时变化的？
由于采样频率和输入信号的频率不是有规律的整数倍关系，所以抽样的信号点时刻不是一样的，编码输出的信号也即不一样，实时观察的信号就是随时变化的。
4、分析满载和过载时的脉冲编码调制和解调波形。
根据PCM的抽样量化编码过程可知，满载和过载时量化结果都是一样的，为最大量化值，8位为全1，解调输出为最大量化值对应的模拟量。
5、当输入正弦信号的频率大于3400Hz或小于300Hz时，分析脉冲编码调制和解调的波形。
TP3067集成芯片主要是针对音频信号的，内部有一个带通滤波器滤除，当输入正弦信号的频率大于3400Hz或小于300Hz时，没有信号输入，量化值为零，编码输出全零，解调也为无。
实验九思考题P9-11：
1、在做本实验内容中的第六项实验时，分析实验结果并记录下来。
可选内容，听觉分析，自行分析之。
2、MC34115的第15引脚为何要接上高电平才能作编码电路？
集成芯片MC34115应用要求。
可参考芯片资料。
实验十思考题P10-10：
1、ADPCM与PCM两种将模拟信号转化为数字信号的方法各有什么优点和缺点？
2、单片机U306（89C2051）是如何对MC145540内部的16个字节的RAM进行控制的？
对本实验来说，控制方式是否可以改变？
试编写相关程序。
本实验中由U306的P1.3、P1.4、P1.5、P1.6对MC145540内部的16个字节的RAM进行控制的，可参考程序如下：
ORG0000H
AJMPMAIN
ORG0080H
MAIN:
MOVSP,#30H
MOVP0,#0FFH
MOVP1,#0FFH
MOVP3,#0FFH
;
MOVR5,#0EH
MOVDPTR,#TAB
B00:
CLRP1.3
CLRA
CLRC
MOVR7,#08H
MOVCA,@A+DPTR
B01:
CLRP1.4
RLCA
MOVP1.6,C
SETBP1.4
DJNZR7,B01
SETBP1.3
INCDPTR
DJNZR5,B00
SETBP1.6
SJMP$
RET
TAB:
DB70H,84H/控制
DB71H,03H
DB72H,04H
DB73H,0FFH
DB74H,70H
DB75H,00H
DB77H,60H
END
实验十一思考题P11-12：
1、基本锁相环电路中，其同步带与捕捉带之间的关系如何？
当fv=fR时，环路进入了锁定状态，记此时的fR为f0。
先增大fR直到环路刚刚失锁，记此时的输入频率为fR1。
再减小fR，直到环路刚刚锁定为止，记此时的输入频率为fR2。
继续减小fR，直到环路再一次刚刚失锁为止，记此时的fR为fR3，再一次增大，直到环路再一次刚刚锁定，记fR为fR4。
将上述实验反复做若干次。
将fR1fR2fR3fR4做平均处理，然后求出频差Δfp＝1/2（
）ΔfH＝1/2（
）
锁相环能进入锁定状态的条件是
<
Δfp
环路能保持锁定的条件是
ΔfH
可见，Δfp是环路能进入锁定状态的最大固有频差，ΔfH是环路能保持锁定状态的最大固有频差。
即Δfp为捕捉带，ΔfH为同步带。
模拟锁相环中，Δfp<
ΔfH。
2、本锁相环电路中，若要扩大捕捉带，可采取什么措施？
答：
接在R2上的电阻值可控制VCO的最高、最低频率。
要想使捕捉带扩大，根据芯片的内部结构，可知通过增大R2的阻值即可。
3、若频率合成器输出范围从0～9999，且用CD4522作程序分频器，如何连接？
实验十二思考题P12-5：
1、数字锁相环固有频差为△f，允许同步信号相位抖动范围为码元宽度Ts的η倍，求同步保持时间tc及允许输入的NRZ码的连“1”或连“0”个数的最大值。
同步保持时间：
tc＝1/△fK，允许输入的NRZ码的连“1”或连“0”个数的最大值为η。
2、数字锁相环同步器的同步抖动范围随固有频差增大而增大，试解释此现象。
由公式tc＝1/△fK，当固有频差增大时，同步保持时间减小，那么抖动范围就增大。
3、若将AMI码或HDB3码整流后作为数字锁相环位同步器的输入信号，能否提取出位同步信号？
对这两种码的连“1”个数有无限制？
对AMI码的信息代码中连“0”个数有无限制？
对HDB3码的信息代码中连“0”个数有无限制？
可以提取位同步信号，因为整流后的AMI码或HDB3码为NRZ码，自然可以提取。
对这两种码连“1”个数有限制，对AMI码的信息代码中连“0”个数有限制，对HDB3码的信息代码中连“0”个数无限制，因为其连零个数不超过4个。
4、试提出一种新的环路滤波器算法，使环路具有更好的抗噪声能力。
数字环路滤波器由软件完成。
可采用许多种软件算法，一种简单有效的方法是对一组N0作平均处理。
设无噪声时环路锁定后ui与uo的相位差为N0/2，则在噪声的作用下，锁定时的相位误差可能大于N0/2也可能小于N0/2。
这两种情况出现的概率相同，所以平均处理可以减小噪声的影响，m个Nd值的平均值为
数字滤波器的输出为
Nc=No/2+Nd
实验十三思考题P13-6：
1．根据实验结果，画出处于同步状态及失步状态时电路各点的波形。
帧同步输出和假识别输出测试点（双踪观察）
输出的波形（将SW103、SW104、SW105设置为011100101010101001110010）
2、假识别保护电路是如何使假识别信号不形成假同步信号的？
在本实验中，帧同步识别器第一次识别到的与帧同步码相同的码元序列被认为一定就是正确的帧同步码而不会是与帧同步码完全相同的数据（因为当各模块上电复位后NRZ码是从第一位开始输入帧同步识别电路的，而帧同步集中插入在NRZ码的第二位至第八位，所以帧同步识别电路第一次识别到的与帧同步码相同的码元序列一定就是正确的帧同步码）。
此后只要识别器输出一致脉冲信号，就将该信号延迟24位以后再与第一次识别到的帧同步信号比较，若相位相同，则输出正确的帧同步信号，若相位不同，则判断为假识别信号，给予滤除。
3、假识别保护电路是如何保护识别器避免假识别正确的帧同步信号的？
当识别器输出一致脉冲信号，就将该信号延迟移位，当发现该信号还未延迟24位就与第一次识别到的帧同步信号的相位相同，则判断为漏识别信号，给予滤除。
直到延迟24位后与第一次识别到的帧同步信号的相位相同，则输出正确的帧同步信号。
4、试设计一个后方保护电路，使识别器连续两帧有信号输出且这两个识别脉冲的时间间隔为一帧的时候，同步器由失步态转为同步态。
与门
框图如下图所示：
分频器
位同步
SQ
R/Q
或门
÷
N
识别器
收码
0
调门限电平
在捕捉态下的同步保护措施称为后方保护，本同步器中捕捉态下的高门限属于后方保护措施。
实验十四思考题P14-4：
1．简述科斯塔斯环法提取同步载波的工作过程。
参考实验指导书中科斯塔斯环的原理说明
2.提取同步载波的方法除了科斯塔斯环法外，还有什么方法？
试设计该电路并分析其工作过程。
还可采用平方环法，框图如下：
，
中无直流分量，则抑制载波的双边带信号为
接收端将该信号进行平方变换，即经过一个平方律部件后就得到
中有直流分量，而
表示式的第二项中包含有2ωc频率的分量。
进行二分频后，提取出的载波存在180°
的相位模糊问题，用一移相器解决。
最后用一窄带滤波器将ωc频率分量滤出，就获得所需的载波。
实验十五思考题P15-9：
思考题
1、分析2ASK、2FSK、2DPSK的调制原理。
（1）2ASK调制原理：
在振幅键控中载波幅度是随着基带信号的变化而变化的。
使载波在二进制基带信号1或0的控制下通或断，即用载波幅度的有或无来代表信号中的“1”或“0”，这样就可以得到2ASK信号，这种二进制振幅键控方式称为通—断键控（OOK）。
其时域数学表达式为：
式中，A为未调载波幅度，
为载波角频率，
为符合下列关系的二进制序列的第n个码元：
综合式前两式，令A＝1，则2ASK信号的一般时域表达式为：
式中，Ts为码元间隔，
为持续时间[－Ts/2，Ts/2]内任意波形形状的脉冲（分析时一般设为归一化矩形脉冲），而
就是代表二进制信息的随机单极性脉冲序列。
2ASK信号的产生方法比较简单。
首先，因2ASK信号的特征是对载波的“通－断键控”，用一个模拟开关作为调制载波的输出通/断控制门，由二进制序列
控制门的通断，
＝1时开关导通；
＝0时开关截止，这种调制方式称为通－断键控法。
其次，2ASK信号可视为S（t）与载波的乘积，故用模拟乘法器实现2ASK调制也是很容易想到的另一种方式，称其为乘积法。
在这里，我们采用的是通－断键控法，2ASK调制的基带信号和载波信号分别从“ASK基带输入”和“ASK载波输入”输入，其原理框图和电路原理图分别如实验指导书图15-3、图15-4所示。
（2）2FSK调制原理：
2FSK信号是用载波频率的变化来表征被传信息的状态的，被调载波的频率随二进制序列0、1状态而变化，即载频为
时代表传0，载频为
时代表传1。
显然，2FSK信号完全可以看成两个分别以
和
为载频、以
为被传二进制序列的两种2ASK信号的合成。
其一般时域数学表达式为
式中，
是
的反码，即
2FSK信号的产生通常有两种方式：
（1）频率选择法；
（2）载波调频法。
由于频率选择法产生的2FSK信号为两个彼此独立的载波振荡器输出信号之和，在二进制码元状态转换（
或
）时刻，2FSK信号的相位通常是不连续的，这会不利于已调信号功率谱旁瓣分量的收敛。
载波调频法是在一个直接调频器中产生2FSK信号，这时的已调信号出自同一个振荡器，信号相位在载频变化时始终是连续的，这将有利于已调信号功率谱旁瓣分量的收敛，使信号功率更集中于信号带宽内。
在这里，我们采用的是频率选择法，其调制原理框图如下图所示：
FSK调制原理框图
由图可知，从“FSK基带输入”输入的基带信号分成两路，1路经U404（LM339）反相后接至U405B（4066）的控制端，另1路直接接至U405A（4066）的控制端。
从“FSK载波输入1”和“FSK载波输入2”输入的载波信号分别接至U405A和U405B的输入端。
当基带信号为“1”时，模拟开关U405A打开，U405B关闭，输出第一路载波；
当基带信号为“0”时，U405A关闭，U405B打开，此时输出第二路载波，再通过相加器就可以得到2FSK调制信号。
（3）2DPSK调制原理。
2PSK信号是用载波相位的变化表征被传输信息状态的，通常规定0相位载波和π相位载波分别代表传1和传0。
设二进制单极性码为an，其对应的双极性二进制码为bn，则2PSK信号的一般时域数学表达式为：
（15－10）
其中：
则上式可变为：
2DPSK方式即是利用前后相邻码元的相对载波
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