基于UCC3895的新型通信ACDC变换器的设计Word格式.docx

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０．引言

随着开关电源向着高频化高功率密度发展，人们愈来愈重视开关电源工作时日渐突出的开关损耗，开关损耗直接影响开关电源的工作效率和可靠性。

为了避免开关管同时导通而出现了死区时间，移相谐振全桥软开关控制技术正是利用了这段死区时间，通过ＬＣ谐振使与开

（或寄生电容）上的电压迅速放电实关管并联的输出电容

现超前桥臂开关管零电压导通，同时通过在主变压器初级回路中串联阻断电容和饱和电抗器对滞后桥臂开关管实现零电流关断，减少了开关管的开关损耗并降低噪声干扰。

移相谐振ＰＷＭ控制器ＵＣＣ３８９５是ＴＩ公司推出的用于设计移相谐振ＰＷＭ开关电源的最新理想器件。

它可对全桥开关的相位进行移相控制，实现全桥功率级固定频率

（７９）系列相比该电路新增了死脉宽调制控制。

与ＵＣ３８７５

区自动调节等功能，进一步增强了电源系统的可靠性，同

高功率时该电路功耗显著下降，更适合通信电源低功耗、

密度、高可靠性的要求。

移相控制器ＵＣＣ３８９５的的特点体现在其四个输出端分别驱动Ｓ１／Ｓ２和Ｓ３／Ｓ４两个半桥，可进行自适应死区时间设置，在死区时间内确保超前桥臂功率开关器件的并联输出电容放电完毕，为即将导通的超前桥臂上开关器件提供零电压开通条件，同时通过电路中串联的阻断电容和原边附加饱和电抗器对滞后桥臂上的功率开关器件实现零电流关断。

１．移相全桥ＺＶＺＣＳ软开关变换器工作原理

移相谐振全桥零电压零电流软开关变换器拓扑如图１所示，图中Ｌ由二部分组成，一是外加谐振电感，二是变压器的漏感Ｌｌｋ，Ｌｓ为串联饱和电抗器，Ｃｂ为外加阻断电容，

断；

（１．１电流电感Ｃ１、Ｃ２为开关管Ｓ１、Ｓ２的结电容或外接并联电容，Ｓ１、Ｓ２超前导通称为超前桥臂，Ｓ３、Ｓ４滞后导通称为滞后桥臂。

＊［收稿日期］２００７－０３－０１［作者简介］吴江（１９６３－），男，毕业于大连海事大学船舶电气工程专业，高频开关电源研究工作。

技术园地

吴江——基于ＵＣＣ３８９５的新型通信ＡＣ－ＤＣ变换器的设计

第２期

段时间内将电流嵌在零值，实现滞后桥臂开关管的零电

（ｂ）中，可以看到当滞后桥臂开关管关断流关断。

在图３

时，电流已经提前降至零，故关断损耗为零。

一般的ＺＣＳ

串联ＬＳ

斜率Ｖｉｎ／Ｌ１ｋ斜率Ｖｉｎ／ＬＳ

图２（ａ）超前桥臂开关管零电压开通

图３（ａ）

滞后桥臂开关管开通

无外加电容

有外加电容

斜率ＶＣｂ／Ｌ１ｋ

图２（ｂ）超前桥臂开关管关断

图２（ａ）和图２（ｂ）表示移相谐振全桥ＰＷＭ变换器中超

前桥臂开关管在开关过程中其电压、电流的变换情况。

在（ａ）中，当超前桥臂上开关管开通时，即开关管中电流图２

在上升之前，通过原边等效电感Ｌ与开关管并联电容Ｃ１（Ｃ２）谐振，使Ｃ１或Ｃ２上的电压降至零伏，反向并联二极管Ｄ１或Ｄ２导通，为Ｓ１、Ｓ２提供零电压导通条件，故开通损耗为零。

在图２（ｂ）中，当超前桥臂上开关管关断时，由于开关管并联电容的作用，降低了关断电压的上升斜率，使其只与电流降低的较低部分（即尾电流部分）产生交叠，从而降低了开关损耗。

如果无此外加并联电容，开关管的关断损耗将会很大，见图２（ｂ）中虚线所示。

１．２滞后桥臂功率开关管的零电压关断

在图３（ａ）中，当滞后桥臂上开关管开通，电流从零刚开始上升时，由于原边回路串联饱和电抗器的影响，限制了电流的上升斜率，过了这段时间后电流再按原斜率Ｖｉｎ／Ｌｌｋ上升，与电压下降曲线几乎不交叠，即由于电流初始上升曲线的改变使得开关管电流与电压交叠时二者的值都

（电压已经降至零值附近），故此时开关管的开通损很低

耗很小。

如果没有串联饱和电感，则开关管开通电流上升

（ａ）中虚线所示，而此时时间提前且上升斜率很大，如图３

开关管上的电压仍处高位值，将使开关管开通损耗很大并伴有寄生振荡。

滞后桥臂上开关管关断原理是：

原边回

（即变压器原路谐振，阻断电容Ｃｂ上的电压迫使电感电流

边电流）下降至零，同时串联饱和电抗器Ｌｓ在电感电流接近于零时退出饱和，阻止电流向反方向增大，从而在一小

图３（ｂ）滞后桥臂开关管零电流关断

２．移相全桥ＺＶＺＣＳ新型通信ＡＣ－ＤＣ变换器的设计

２．１ＵＣＣ３８９５的管脚功能

（启动）ＵＣＣ３８９５具有如下特点：

（１）可编程输出开通

延时时间；

（２）自适应延时设置死区时间；

（３）具有电压模式或电流模式控制能力；

（４）实现输出脉冲占空比０～１００％相移控制；

（５）内置７ＭＨｚ带宽误差放大器；

（６）最高工作频率可达１ＭＨｚ；

（７）低功耗。

ＵＣＣ３８９５管脚功能见表１所示。

表１

管脚

功

能

１２３４５６７８９

ＥＡＮ误差放大器反相输入Ｅａｏｕｔ误差放大器输出ＲａｍｐＰＷＭ补偿器的反相输入ＲＥＦ参考电压ＧＮＤ信号地ＳＹＮＣ同步端ＣｔＲｔ

振荡定时电容振荡定时电阻

１１ＡＤＳ１２ＣＳ

自适应延时设置电流检测

１３ＯＵＴＤ输出Ｄ１４ＯＵＴＣ输出Ｃ１５Ｖｃｃ

电源电压

１６ＰＧＮＤ电源地１７ＯＵＴＢ输出Ｂ１８ＯＵＴＡ输出Ａ１９ＳＳ／ＤＩＳＢ软起动／使能端２０ＥＡＰ

误差放大器同相输入

ＤＥＬＡＢ输出Ａ＼Ｂ开关死区时间编程

１０ＤＥＬＣＤ输出Ｃ＼Ｄ开关死区时间编程

２．２主电路参数设计

采用ＵＣＣ３８９５设计一台新型通信ＡＣ－ＤＣ变换器，主

２００８．０４．２０

１２０ｎｓ＋５Ｒ６Ｃ１０／４８；

要技术指标为：

输入电压Ｖｉｎ＝２２０Ｖ±

２０％／５０Ｈｚ，输出电压Ｖｏ＝４８Ｖ，Ｉｏ＝２０Ａ，效率η≥９２％。

变换器主电路框图如图４所示。

主电路参数设计是根据交流电压输入范围、输出电压、输出电流大小等因数确定。

２．２．１主变压器参数的选择

主变压器的设计是影响电路性能的关键。

为提高主变压器的利用率，减少开关管中的电流，同时为在最小输入电压时能够输出满足要求的输出电压，在计算变压器的变比时应按照最小输入整流电压Ｕ１ｍｉｎ选择。

（３）短路或过流保护，当输出出现异常或过流时，通过串联在主回路中电流互感器检测电流信号并经过处理后送至芯片的ＣＳ端，一旦该端电位大于２．５Ｖ时芯片过流保护电路工作，立即封锁脉冲停止输出；

（４）输出驱动电路，要求输出端驱动脉冲上升沿陡，下降沿无拖尾，芯片输出采用外接驱动电路ＩＲ２１００芯片，经脉冲变压器隔离后驱动功率开关管；

图４ＺＶＺＣＳ新型通信ＡＣ－ＤＣ变换器主电路框图

图５变换器控制电路原理框图

（５）死区时间设置，影响死区时间的因素有初级最大占空比、当电源电压达到上限时要保证每个桥臂不能直通，通过对芯片９、１０脚外接电阻Ｒ７、Ｒ８并选取不同阻值及ＶＤＥＬ值可分别对二对开关之间的死区时间编程设置；

实验得到，当ｆ＝１００ＫＨｚ时设置为６００ｎＳ时电路工作稳定可靠；

延迟时间ｔＤＥＬＡＹ由下述经验公式计算：

主变压器原边、副边匝数计算公式分别由下式给出：

原边匝数Ｎ１＝Ｖｉｎ×

１０８／４ｆＢｍＡｅ原边最小电压Ｕ１ｍｉｎ＝０．９πＵｌｉｎｅ／２，

副边最小电压Ｕ２ｍｉｎ＝（Ｕｏｍａｘ＋△Ｕ）／Ｄｍ，副边匝数Ｎ２＝Ｎ１×

Ｕ２ｍｉｎ／Ｕ１ｍｉｎ２．２．２谐振电感的参数选择

由谐振暂态分析可知，在谐振时间内谐振电感Ｌ的能量必须大于谐振电容充放电的能量。

即有下述公式：

ｔＤＥＬＡＹ＝２５ｎＳ＋２５×

１０－１２ＲＤＥＬ／ＶＤＥＬ

（６）移相ＰＷＭ宽度的调节，相移控制是通过内部误差放大器来实现，输出电压经处理后送至芯片（内部误差放大器）的输入端２０脚，比较后差值经放大后输出至移相脉宽控制器，控制Ａ，Ｂ与Ｃ，Ｄ之间的相位，进行占空比调节使输出电压稳定在设定值上。

３．实验结果和波形分析

根据上述移相全桥ＺＶＺＣＳ软开关变换器原理及ＵＣＣ３８９５的设计原则对电路进行了实验研究，设计了一台移相全桥ＺＶＺＣＳ新型通信ＡＣ－ＤＣ变换器，输入电压２２０±

２０％／５０Ｈｚ，输出电压Ｖｏ＝４８Ｖ，Ｉｏ＝２０Ａ，开关频率为１００ＫＨｚ，ＵＣＣ３８９５的振荡频率为２００ＫＨｚ，输出整流选用

经实际测试该ＩＸＹＳ公司的快恢复二极管ＤＳＥＩ２×

３０－０４Ｃ。

通信ＡＣ－ＤＣ变换器输出性能指标满足设计要求，工作稳定可靠，效率高达９３％。

图６是用泰克示波器测得的变压器初级电压波形，可以看出实际电压波形很干净，没有出现振荡和电压尖峰。

图７是用泰克示波器测得的变压器初级电流波形，由于外加谐振电感，避免了传统硬开关变换器开通时的电

ＬＩ２２×

１／２＞４Ｃ×

Ｕｉｎ２／３

则

Ｌ＞８Ｃ×

Ｕｉｎ２／３Ｉ２２

２．２．３功率开关管及电容参数的选择

由于零电压开通与零电流关断可以明显减少功率开关管上的电压应力，减少功率开关管的损耗，在选择上其定额较之硬开关电路要小很多，因此可以适当降低反峰裕量，计算方法与硬开关电路相同。

在这里功率开关管选

（６００Ｖ／２５Ａ），其它参用ＩＸＹＳ公司的ＭＯＳＦＥＴ管ＩＸＴＨ２５Ｎ６０

数：

隔直电容Ｃ选用极品无感电容２．２μＦ，并联谐振电容选用无感电容６３０Ｖ／１０００ＰＦ，谐振电感选３０μＨ。

２．３控制电路设计

变换器控制电路如图５所示，其优点是工作稳定性好，功耗低，跟踪速度快。

ＵＣＣ３８９５外围主要器件选择及功能如下：

（１）输出反馈误差放大器采用片内７Ｍ带宽误差放大器；

（２）工作频率由外接定时电阻和定时电容确定，即ｔ＝

流尖峰。

图９滞后桥臂开关管ＶＣ、ＶＤ驱动和电流波形

图６变压器初级电压波形

４．结语

利用ＵＣＣ３８９５控制芯片设计的移相全桥新型通信

ＡＣ－ＤＣ变换器能够有效实现开关管的零电压开通与零电流关断，初级导通损耗得到大大降低，占空比的调节范围宽，该变换器电路控制新颖简单，成本低廉；

尤其是在转换效率、工作稳定性和可靠性等方面进一步得到了优化，在通信电源市场及中小功率电源方面具有广泛的应用前景。

［参考文献］

［１］张占松，蔡宣三．开关电源的原理与设计［Ｍ］．电子工业出版社，２００４．９．

［２］周志敏，周纪海，纪爱华等．开关电源实用技术－设计与应用［Ｍ］．人民邮电出版社，２００７．８．

［３］陈丽敏，史立生一种零压零流软开关直流－直流变换器［Ｊ］．华北电力大学学报，２００５（１）：

３２－３５．

［４］刘胜利．现代高频开关电源实用技术［Ｍ］．电子工业出版社，２００１．９．

［５］ＹｕｎｇｔａｅｋＪａｎｇ，ＭｉｌａｎＭＪｏｖａｎｏｖｉｃ＇Ｙｕ－Ｍｉｎｇｃｈａｎｇ．

图７变压器初级电流波形

图８是用泰克示波器测得的该变换器超前桥臂开关管ＶＡ、ＶＢ驱动和电压波形，可以看出，当驱动电压过零时，其漏源极电压已经（提前）为零了，从而保证了ＭＯＳＦＥＴ的零电压开通。

ＡＮｅｗＺＶＳ－ＰＷＭＦｕｌｌ－ＢｒｉｄｇｅＣｏｎｖｅｒｔｅｒ［Ｊ］．ＩＥＥＥＴｒａｎｓａｃｔｉｏｎｓ

（５）．ｏｎＰｏｗｅｒＥｌｅｃｔｒｏｎｉｃｓ，２００３，１８

［６］杜少武，丁莉．ＺＶＺＣＳＰＷＭＤＣ／ＤＣ全桥变换器的

［Ｊ］．电源技术应用，２００７（４）：

５９－６４．简述和发展

ＴｈｅＤｅｓｉｇｎｏｆＮｏｖｅｌＣｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎＡＣ－ＤＣＣｏｎｖｅｒｔｅｒ

ＢａｓｅｅｄｏｎＵＣＣ３８９５

ＷｕＪｉａｎｇ

Ａｂｓｔｒａｃｔ：

Ｔｈｉｓｐａｐｅｒｉｎｔｒｏｄｕｃｅｓｔｈｅｐｒｉｎｃｉｐｌｅｏｆｐｈａｓｅ－ｓｈｉｆｔｆｕｌｌｂｒｉｄｇｅＺＶＺＣＳｃｏｎｖｅｒｔｅｒａｎｄｔｈｅｄｅｓｉｇｎｏｆｎｏｖｅｌｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎＡＣ－ＤＣＣｏｎｖｅｒｔｅｒｂａｓｅｄｏｎＵＣＣ３８９５．Ｔｈｅｅｘｐｅｒｉｍｅｎｔａｔｉｏｎｒｅｓｕｌｔｖｅｒｉｆｉｅｓｔｈａｔｔｈｅｎｏｖｅｌｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎａｃ－ｄｃｃｏｎｖｅｒｔｅｒｂａｓｅｄｏｎＵＣＣ３８９５ｃａｎｐｒｏｖｉｄｅｓｔｅａｄｙａｎｄｄｅｐｅｎｄａｂｌｅｐｅｒｆｏｒｍａｎｃｅ，ａｎｄｔｈａｔｔｈｅｅｆｆｉｃｉｅｎｃｙｉｓｈｉｇｈｅｒｔｏ９３％．

Ｋｅｙｗｏｒｄｓ：

Ｐｈａｓｅ－ｓｈｉｆｔｆｕｌｌｂｒｉｄｇｅ；

ＺｅｒｏｖｏｌｔａｇｅｚｅｒｏｃｕｒｒｅｎｔｓｗｉｔｃｈｉｎｇＵＣＣ３８９５

图８超前桥臂开关管ＶＡ、ＶＢ驱动和电压波形

图９是用泰克示波器测得的该变换器滞后桥臂开关

管ＶＣ、ＶＤ驱动和电压波形，可以看出，当驱动电压过零时，开关管中电流ｉＶＣ＝ｉＶＤ＝０，为零电流关断。