预检测栅驱动技术提升同步DCDC的效率Word下载.docx

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首先要介绍了解体二极管的导通问题。

2．同步整流及体二极管损耗。

同步降压功率级示于图1，它使用了高效率的预检测式同步降压来产生栅驱动信号以供给Q1和Q2。

图1中标记A点处是作为开关结点的公共参考点。

见图2及图3，它是开关结点处电压波形，此系用典型同步降压电路用了预检测栅驱动法控制时的状态。

点A如图2及图3中是一个时间间隔，它是上部MOS与下部MOS导通处的。

在此时间内，负载电流仍恒定地流过同步整流的体二极管，13ns的体二极管导通时间可以用在结点A处放大后再展示出来。

对降压同步变换器，没用预检测栅驱动技术时，这个时间会长达120ns，它容许输出电流流过同步整流MOS的体二极管，这大大降低了效率。

而预检测栅驱动技术用减少高边MOS关断和低边MOS开启之间的延迟时间的方法极大地提升了效率。

消除了体二极管导通时间并使其反向恢复损耗最小化。

已将此延迟时间缩小接近0来保持负载电流流过MOS的开关。

为了评价用预检测栅驱动技术节省的功率，首先必须了解同步整流中体二极管消耗了多少功率，对同步降压功率级见图1，体二极管中功耗可表示为：

Pd=Vf*Iout*Fsw*（Tbd（rise）+Tbd（fall））

（1）

●PD——体二极管功耗

●VF——同步整流体二极管正向压降

●IOUT——输出电流

●FSW——开关频率

●TBD（rise）——体二极管在开关结点上升沿导通时间

●TBD（fall）——体二极管在开关结点下降沿导通时间

如果假设让体二极管导通时间在开关结点的上升沿，下降沿时相同，方程

（1）可以简化为：

Pd=Vf*Iout*Fsw*2Tbd

（2）

为进一步透视体二极管损耗，方程式

（2）需要表示为整个输出功耗的百分比，将方程

（2）两边除以Pout，并化简：

Pz/Pout=（Vf/Vout）*Fsw*2*Tbd（3）

对于一个恒定的体二极管导通时间Tbd及正向压降Vf。

由于体二极管导通的功耗与作为整个输出功率之间的百分数示于图4。

对于低输出电压，高频功率级用体二极管导通造成的附加损耗会高达6%以上。

当体二极管导通时间不固定时，如随线路或负载条件变化时，或元件偏差不同时，损耗还会增加。

当然，从图4中，可清晰地看到，在更低输出电压和更高频率的电源应用中，该技术会有更大的潜力来提高效率。

图5示出典型的用于任何同步整流降压变换器的开关结点电压波形。

固定延迟驱动，自适应延迟驱动及预检测延迟驱动三者同时用图示出。

图5展示，作为通道导通是负载电流流过同步整流器的时间。

在此时间间隔内，同步整流是关于因输出电流与源漏通态电阻乘积的导通损耗这样一个课题。

注意长时间的二极管导通消耗以及此后段时间的通道导通损耗，造成了低效率。

用数字化展示同步整流器输出电压提升效率的效果，两个通道导通即通道及体二极管都必须考虑。

假设：

Q1—关断Q2—导通

Vf=1V（体二极管正向压降）

Vds=0.1V（MOS源漏通道压降）

因此通道导通时，同步整流的效率为：

ηch=Vout/（Vout+Vds）（4）

而体二极管导通时，同步整流器的效率为：

ηbd=Vout/（Vout+Vf）（5）

下面将几个不同输出电压时，两者的比较见表1。

表1效率比较

效率输出电压

5V3.3V1.8V0.9V

沟道导通5/5.1=98%3.3/3.4=97%1.8/1.9=95%0.9/1.0=90%

体二极管导通5/6=83%3.3/4.3=77%1.8/2.8=64%0.9/1.9=47%

如表1所示，与同步整流器体二极管相关的压降变得比在低输出电压时的同步整流功耗大了几个百分点。

在很多情况下，设计中，第二位的高功耗是由低边MOSFET体二极管导通到关断导至的。

直到最近，才有两个占优势的栅驱动技术来帮助减少损耗。

一种是固定延迟技术。

一种是自适应延迟技术。

在原理上，它们两者都会适当好一些。

但是这只是相对于温度变化及更多地由制造允差来保障的。

为了了解预检测栅驱动技术，先前的及流行的技术可以用来在同步整流之下缩小跨距。

这一点是首先要考虑的。

3．先前的和流行的技术。

3.1第一代固定延迟技术

第一代同步整流控制器有一个固定的导通延迟设置于两个栅驱动之间，该技术的优点，如图6所示，是最简单的。

缺点包括需要足够长的延迟时间，以确保器件的使用。

以及温度随延迟时间有更多的变化，加上足够的延迟死区时间，为了防止交互导通。

结果只能是欠佳的设计。

由于同步整流器的体二极管在此死区时间导通，这种技术的效率会随不同的MOSFET而不同。

与环境温度及死区时间延迟的诸多变化都相关。

3.2第二代——自适应延迟

自适应技术的主要优点是针对不同的MOSFET可调整自由延时，及针对温度改变延时。

缺点包括由交叉耦合环的延迟导致的体二极管导通时间间隔以及同步MOSFET的通道处于关态也十分困难。

同样的器件实际加上同步整流器和主MOS开启之间可调的固定延迟来应付外电容。

该增加的延迟会影响功率级的效率。

它是通过体二极管的导通损耗影响的，由于这些损耗在同步MOS中集中起来，应力和温升成为主要的设计关注点。

而自适应控制技术有着不同的优点可盖过固定延迟法，当然，这很清晰，要有更好的控制技术来满足未来低压变换器的需要。

如果反馈系统用于检测体二极管的导通状态，而且用有源方法去调节死区时间的延迟已达到最佳状态，去控制同步整流器，以此为结果，则有几个关键点，诸如：

●可否改变或消除体二极管导通

●消除体二极管导通，反向恢复损耗或将其有效减少

●系统会针对不同的MOSFET针对不同的温度及不同的负载进行调节，以达最佳延迟

●体二极管的效率损失示于表1，整个效率损失会达到4%以上。

3.3第三代——预检测延迟技术

第三代预检测控制技术是不同于自适应技术的。

它使用的是上一次开关周期的信息来给正常周期设置死区时间，另一方面，自适应技术使用的是电流状态信息来设置延迟时间，反馈环调节延迟结合自适应技术在一些固有的体二极管导通条件下是无法防止的。

参照同步整流降压功率级示于图1在Q2关断和Q1导通之间的更小延迟时间，Q2导通的体二极管更少的时间。

理想状态如果延迟时间是0，就会是体二极管的0导通时间。

而不是去为了体二极管导通去检测开关结点电压，然后相应地去调节延迟时间，预检测栅驱动技术使用正常工作时从上一次预检出的最小延迟时间来做下一次驱动。

这种预检测概念用图8来表示。

预检测栅驱动技术工作在提前状态。

延迟时间用于下一个开关周期，它会紧紧地接近上个周期的需要。

这时假设没有保持住如用在线路突变或负载瞬变期间，则预检测栅驱动的工作就需要一些时间来调整以改变工作条件，在此期间预检测栅驱动会重新校验，会有几个周期的Q2体二极管导通状况。

但这不会影响总体效率和性能。

在PWM输入信号从高电平到低电平传输的时间内，或门检测Q2的栅源和漏源电压，如果或门输出为高电平，如图9所示，则延迟会被一个N位缓冲器延迟线减少，对于UCC27221/2，在16位延迟线中的每个延迟位都会移动大约4ns。

延迟由每个开关周期以4ns间隔来缩减，直到或门输出为低电平。

如图10所示。

当或门输出为低时，延迟向前前进了一阶，直到下个开关周期，连续向前移动或向后移动的处理就象抖动一样。

当预检测栅驱动为最佳状态时，该抖动会出现在8ns的窗口内。

常规状态下，在此期间PWM输入信号从低到高电平时，一个比较器检测Q2的漏源电压及栅源电压，如果Q2的体二极管导通被检测出来，比较器输出为高，如图11所示，于是延迟时间会再次被缩减一个延迟位。

一旦足够的延迟段被插入，比较器的输出就仍旧保持低，Q2的体二极管导通就实际上为零，如图12所示，从图12中最佳延迟的位置，延迟时间就会在下一个成功的开关周期上增加一个延迟位，该最佳延迟在8ns之内抖动显而易见。

第一代第二代控制技术的全部不足之处就是要用预检测栅驱动技术来克服。

使用了预检测栅驱动技术之后，理想的开关状态在交叉导通边界处变得相当行的通。

因为同步整流的体二极管此刻没有导通，P-N结也没有全饱合，于是反向恢复时间处理起来就容易了。

4．预检测栅驱动控制技术

用一个数字控制反馈系统去检测体二极管的导通，预检测栅驱动技术产生精确的时间信号使其工作在极其接近交叉导通阈值处。

预检测栅驱动控制环在内部是稳定的，因此对使用者是很明显的，这个环路没有用外部元件，所以不需要附加的设计就可实现高效率。

两个内部反馈环在预检测延迟控制器中调节两个MOSFET的栅驱动G1和G2的开启延迟。

如图13所示，G1的Ton和G2的Ton在同步整流器的MOSFETQ2中被改变以便提供最小的体二极管导通，而G1和G2的关断延迟，即ToffG1和ToffG2是由器件内部以固定比例延迟的。

由于预检测延迟控制器使用数字控制方法来实现，因此，时间延迟是不连续的，正如先前提到的，开启延迟TonG1和TonG2只根据每个开关周期的节拍步（4ns）来改变。

对于UCC27222。

最小和最大开启延迟应对G1和G2列于数据规格表中。

4.1预检测栅驱动对高边MOSFET有益。

此外，在同步整流器中，为减少体二极管及反向恢复损耗。

预检测驱动控制减小主MOSFET的功耗，虽然节省不如同步用的MOSFET那样有效。

原因是在体二极管反向恢复期间，还处于正向偏置，反向恢复电流流过正向的MOSFET，此时源漏电压仍为高电平，导致附加的开关损耗。

在此传输期没有预检测栅驱动高边MOSFET的开关损耗由源漏电压和电流决定，如Vds=Vin而Ids=Iout+Irr当用上预检测栅驱动以后，这些相同的损耗参数现在变为Vds=Vin，Ids=Iload。

漏源电流的减少表明高边MOSFET减少了功耗。

这可以由图22中展示出的热相图看出，图21为没有用预检测栅驱动的热相图。

5．自适应控制和预检测栅驱动技术之间的性能比较。

5.1自适应与预检测技术的波形比较。

图14~图16表示出自适应与预检测技术的开关波形。

关键比较区域，用（A）（B）（C）（D）及（E）指示出来，对自适应技术。

而用（A`）（B`）（C`）（D`）及（E`）指示预检测技术波形。

图15、16为每个传导沿的紧靠上升沿。

在A中，从检测同步整流器的体二极管导通状况低边删电平为低到高边删电平到高的结果大约60ns，示于图B，随着预检测驱动，随同步整流的MOSFET（B）的体二极管导通即可检测出。

高边MOS体二极管导通延迟就会立即调至最小。

在A`中，高边栅源电压在同步整流器栅源电压减小时会增加，高边MOS开启的准确定时的结果示于（C）和（C`）。

预检测驱动（C`）的过冲振铃的幅度比自适应方式（C）会更小。

由于同步整流MOS体二极管反向恢复的减小。

就随着使用预检测驱动技术的精确的栅驱动定时而减小。

在（D）中，从同步整流器漏源电压降落到栅源电压上升的比例延迟导致的同步整流MOS的体二极管导通延迟约60ns。

当预检测驱动（D`）用上，使该固有延迟消除且实际上无体二极管导通（E）。

5.2效率的比较

图17~20展示出两种不同输出电压（0.9V和1.8V）和两种不同开关频率下（250KHz和500KHz）预检测驱动和自适应延迟技术的效率测量结果。

用预检测技术。

对1.8V输出250KHz频率时增加1%。

图18和图19展示出在Vout更低（0.9V）或频率更高（500KHz）时效率的提高量加大一倍。

随着频率提高一倍电压降低一半。

效率增加约4%。

因此，在输出电压降低，工作频率增加时，如方程式（3）所表示。

该结果将使DC/DC的温升降低，可靠性增加，几何尺寸更小。

5.3温升比较

两种方式红外热照片如图21、22，它们为同步降压的功率级，工作在500KHz，5V输入，0.9V输出20A负载，变压器还用了两支日立的LFPAK封装的MOSFET，并联分别做为主功率MOS及同步整流MOS。

比较预检测栅驱动控制及自适应延迟控制法，可以看出，功率级用预检测法比自适应法温度要低21℃。

在同步整流的开关中降了22.5%.对于电源设计,增加了热效率传输，降低了结温，增加了可靠性，低的故障率及高的MTBF。

对功率级工作。

使用预检测栅驱动法还可以增大输出电流的能力。

或用更高的频率去缩小体积。

6．预检测栅驱动技术的局限性。

如图23和24所示。

预检测栅驱动技术在高工作频率及低输出电压之下更有意义。

反之，在100KHg以下工作频率及5V以上输出电压时，预检测技术的效果就不太明显了。

对两个结果，见方程（3）重复一下。

Pd/Pout=（Vf/Vout）*Fsw*2*Tbd（6）

解方程对Vout

Vout=（Pout/Pd）*Vf*Fsw*2*Tbd（7）

假设体二极管正向电压为0.8V，整个体二极管导通120ns（2*60ns）下面的图表示出在更高输出电压及更低频率下，预检测技术的局限。

图23及24对了解使用预检测栅驱动技术有多大效果是很有用的。

从图23中可以看到，在低于100KHz时，两者差已小于1%。

在有用的效率一项上，整个增益少于1%，图24示出更高的实际效率增长的区域，在1V输出500KHz工作时，两者效率差4%，往回参照图20，基于经验测量，展示整个两种控制方法在此规范内的比较。

另一个因素，相对于从预检测栅驱动得出的总的效果，是整个体二极管导通时间，可以用任何有竞争力的技术来测量。

对自适应技术，测量结果示于图14中，它产生的体二极管导通时间为100ns到150ns之间，作为结果，用120ns代入方程（7），产生出图23和24的图形，对更高的体二极管导通时间，预检测栅驱动的意义超过了上述限制。

7．获得的预检测栅驱动技术的收益

从预检测栅驱动在同步整流中提高的效率可以用于几个方面。

与自适应延迟控制技术相比。

从预检测栅驱动中提高的效率使得MOSFET温升降低，MTBF提高。

在相同工作温度之下增大输出电流，或者以更小的功率级元件在更高频率下工作。

在同步整流器内，功耗集中在三个方面，导通损耗，体二极管损耗及反向恢复损耗，由于同步整流在零电压下导通，此处无开关损耗，但由于其内部更高的阻抗，它们多数都假设处在驱动器中，而不是在同步整流器中，若是这种情况，三种损耗可表示为：

7.1导通损耗

Pcond=（Iout）2*Rds（on）*（1-D）（8）

7.2体二极管损耗

Pd=Vf*Iout*Fsw*2*Tbd（9）

7.3反向恢复损耗

Prr=0.5*Qrr*Vin*Fsw（10）

7.4整个同步整流器的损耗

Psr=Pcond+Pd+Prr（11）

此外，MOSFET的功耗能力是由最高允许结温限制的，作为制造商数据手册中的规范。

Tj=（Psr*Qja）+Ta（12）

8．设计实例

●输入电压12V。

输出电压1.8V。

输出电流10A。

开关频率300KHz。

工作环境-40℃~+85℃。

●硅通用公司Si7880DP制造规范

●单一同步整流MOSFET期间。

●导通电阻3mΩ。

●反向恢复充电量130ns。

●结到环境的热阻：

50℃/W

8.2从方程（8）在同步整流器中的导通损耗给出如下：

Pcond（ADC）=（10A）2*（3*10-3Ω）*[1-（1.8V/12V）]=0.255W（13）

假设体二极管的正向压降为0.8V,在120ns（2*60ns）整个时间的导通由体二极管导通造成的损耗由

（2）式给出。

Pd（ADC）=0.8V*10A*（300*10-9C）*12V*（60*10-9S）=0.288W（14）

反向恢复损耗从方程（10）计算如下：

Prr（ADC）=0.5*（130*10-9C）*12*（300*103Hz）=0.234W（15）

将这些结果合并，使用自适应技术时整个同步整流器的总损耗为：

Psr（ADC）=0.255W+0.288W+0.234W=0.777W（16）

0.777W的同步整流功耗，在最高环境温度85度下，最高工作结温下可以计算如下：

Tj（ADC）=0.777W*50℃/W+85℃=123.85℃（17）

或从同步整流器功耗导至的结温升高为38.85度。

8．3情况2予检测栅驱动控制技术

使用予检测栅驱动技术时，同步整流器的导通损耗与自适应控制技术的情况相同。

Pcond（PGD）=（10A）2（3*10-3）*（1-1.8/12）=0.255W（18）

针对这些工作条件，体二极管导通时间大约为20ns，由体二极管给出的导通损耗为：

Pd（PGD）=0.8V*10A*（300*103hz）*2*（10*10-9s）=0.048W（19）

使用预检测栅驱动技术时，体二极管决不会整个导通，作为结果，与反向恢复结合在一起的损耗约减少50%以上，由减小50%给出一个同步整流器反响恢复损耗的大约值：

Prr（PGD）=1/2*1/2*（130*10-9c）*12V*（300*103Hz）=0.117W（20）

总结这些结果，使用预检测技术的同步整流器中的总功耗为：

Psr（PGD）=0.255W+0.048W+0.117W=0.42W（21）

比较情况1，这表示在同步整流部分，整个功耗节省46%，同步整流器的总损耗为0.42W。

在85度最高环境温度下工作时，最高结温可由（12）式计算：

Tj（PGD）=0.42W*50℃/W+85℃=106℃（22）

或者说，同步整流器中功耗贡献的温升为21度。

8．4由降低结温带来的MTBF的增加

计算MTBF更通用的方法是用MIL-HDBK-217。

这是通用的军用系统计算方式，它对各种元件的失效率的计算基于结温，增加电气应力及工作环境温度。

对诸如MOSFET这样的半导体器件，了解其最高结温对于准确计算其失效率是非常重要的。

更高的结温将导至更高的器件失效率及更低的MTBF，亦即更经常的维修。

保持全部工作参数相同，比较自适应延迟控制及预检测栅驱动控制，结温减小了46%（38.85---21度）

对于工作在最高环境温度85度下，典型MIL-HDBK-217失效率计算为：

λp=λb*πt*πa*πq*πe（失效树/106小时）（23）

MTBF=1/λp（24）

此处:

λp=器件失效率

λb=基本实效率

πt=温度因子

πa=应用因子

πq=质量因子

πe=环境因子

MIL-STD-217F的6.4节包含基本失效率以及MOSFET的各种因子如下：

λb=0.012对于MOSFET

πt（adc）=5ADC技术工作在123.85OC结温。

πt（pgd）=3.9PGD技术工作在106OC结温。

πa=1.5功率因子<

2W

πq=8.0对于塑料外壳

πe=6.0对接地的固定工作环境。

以上所有常数都是固定的。

且自适应延迟控制及预检测栅驱动两者却相似。

除去温度因子，其变化基于最大结温，将上述常数插入到方程（23）中，对因同步整流器其失效率和MTBF就可以决定如下：

8.4.1对自适应延迟控制

λp（adc）=0.012*5.0*1.5*8.0*6.0=4.32（失效数/106小时）（25）

MTBF（adc）=106/5.05=231481（失效数/106小时）（26）

8.4.2对预检测栅驱动技术

λp（pgd）=0.012*3.9*1.5*8.0*6.0=3.37（失效数/106小时）（27）

MTBF（pgd）=106/3.37=296736（失效数/106小时）（28）

由于16。

8%的器件结温的增加数，自适应延迟控制驱动MOSFET时，经验失效率值高于预检测技术28.2%,而MTBF低22%。

这是在相同工作条件下。

8.4.3增加输出电流

Psr（pgd）=Pcond（pgd）=0.48W+0.117W=0.777W（29）

解决导通损耗，允许使用予检测栅驱动技术在123.85OC相同的结温下与自适应技术相比

Pcond（pgd）=0.777-0.048-0.117=0.612W（30）基于此，允许导通损耗多0.612W,同步整流的输出电流总量现在可以达到：

Iout=[0.612W/（3*10-3）*（1-1.8/12）]1/2（31）

比较两种技术，予检测栅驱动技术可增加输出电流55%（15.5—10A）

8.4.4增加开关频率

由于同步整流器在零电压下开关，仅有体二极管导通损耗及反向恢复损耗，它们都是开关频率的函数，将

（2）代入（10）式，得到关于频率的影响公式。

Pd（pgd）+Prr（pgd）=（Vf*Iout*Fsw*2*Tbd）+（1/2*Qrr*Vin*Fsw）（32）

解方程（32），对于Fsw，有：

Fsw=2*（Pdiss（pgd）+Prr（pgd））/Vf*Iout*4*Tbd+Qrr*Vin（33）

对于体二极管损耗（两项）解：

允许使用PGD技术，在123.85OC下工作，如同ADC技术一样的结温。

Pd（pgd）+Prr（pgd）=Psr（pgd）–Pcond（pgd）=0.777W-0.255W=0.522W（34）

用PGD技术允许其体二极管损耗达0.522W，则同步整流器的最高频率可由（33）式计算如下：

Fsw=2*0.522W/0.8V*10A*4*（10*10-9s）+（130*10-9c）*12V=555KHz（35）

比较两项技术，知道允许频率提升85%（555kHz=>

300kHz