双闭环直流调速系统Word文件下载.docx
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-3-
VT6VT2也依次差120;
同一相的上下两个桥臂，即VT1与VT4,VT3与VT6,VT5与VT2,脉冲相差180O
3）整流输出电压Uj—周期脉动六次，每次脉动的波形都
一样，故该电路为六脉波整流电路。
4）需保证同时导通的两个晶闸管都有脉冲，可采用两种
方法：
一种是宽脉冲触发，另一种是双脉冲触发
图1三相桥式全控
1.3系统的结构选择
方案一，采用转速反馈控制直流调速系统，即单闭环调速系统，用PI调节器实现转速稳态无静差，消除负载转矩扰动对稳态转速的影响，并用电流截止负反馈限制电枢电流的冲击，避免出现过流现象。
方案二，采用转速、电流反馈的控制直流调速系统,即双闭环调速系统。
由于转速单闭环系统并不能充分按照理想要求控制电流（或电磁转矩）的动态过程，对于经常正、反转运行的调速系统，缩短起、制动过程的时间是提高生产效率的重要因素。
为此，在起动（制动）的过渡过程中，希望始终保持电流为允许的最大值，使调速系统以最大的加（减）速度运行。
当到达稳态转速时，最好使电流立即降下来，使电磁转矩与负载转矩相平衡，从而迅速转入稳态运行。
实际上，由于主电路电感的作用，电流不可能突变，为了实现在允许条件下的最快起动，关键是要获得一段使电流保持为最大值［商|的恒流过程，而且双闭环直流调速系统具有比较满意的动态性能和良好的抗扰动性能。
因此，选择方案二。
为了使转速和电流两种负反馈分别起作用，在系统中设置两个调节器，分别引入转速负反馈和电流负反馈以调节转速和电流，二者之间实行串级连接，电流环做内环，转速环做外环，这就形成了转速、电流反馈控制直流调速系统，即双闭环系统。
为了获得良好的静、动态性能，转速和电流两个调节器都采用PI调节器。
1.4确定直流调速系统的总体结构框图
注：
ASR-转速调节器AC—电流调节器TG-测
速发电机TA—电流互感器
UP—电力电子变换器U“一转速给定电压一
转速反馈电压
5—电流给定电压5—电流反馈电压
如图2所示，双闭环直流调速系统的结构图，电动
机的起动过程分为三个阶段：
第一阶段是电流上升阶段，突加给定电压后，经
过两个调节器的跟随作用，5、Ud。
、【J都上升，但是
在【J没有达到负载电流IdL以前电动机还不能转动。
当Id^IdL后，电动机开始起动，由于电机惯性的作用，转速不会很快增长，因而转速调节器ASR的输入偏差电压
（匕U二u“-utl）的数值仍较大，其输出电压保持限幅值U；
m，强迫电枢电流Id迅速上升。
直到Id之idm,Ui即u爲，电流调节器很快就压制了Id的增长，标志着这一阶段的结束。
在这一阶段中，ASR很快进入并保持饱和状态，而ACF一般不饱和。
第二阶段是恒流升速阶段，在这个阶段中，ASR始终是饱和的，转速环相当于开环，系统成为在恒流给定Ug下的电流调节系统，基本上保持电流hi恒定，因而系统的加速度恒定，转速呈线性增长，是起动过程的主要阶段。
第三阶段是转速调节阶段，在这阶段中，当转速上升到给定值i时，转速调节器ASR的输入偏差为零，但其输出却由于积分作用还维持在限幅值U讪，所以电动机仍在加速，使转速超调。
转速超调后，ASR的输入偏
差电压变为负，使它开始退出饱和状态，比和1“很快下
降。
但是，只要【d>
IdL,转速就继续上升。
直到Id=时，转矩Te=Tl，则罟二0，转速n达到峰值。
此后
第二章主电路的计算
2.1整流变压器参数的计算
在很多情况下晶闸管整流装置所要求的交流供电电压与电网往往不能一致，同时又为了减少电网与整流装置的相互干扰，使整流主电路与电网隔离，为此需要配置整流变压器。
整流变压器根据主电路的型式、负载额定电压和额定电流，算出整流变压器二次相电压U2、-次与二次额定电流以及容量。
由于整流变压器二次与一次电流都不是正弦波，因而存在着一定的谐波电，引起漏抗增大，外特性变软以及损耗增大，所以在设计或选用整流变压器时，应考虑这些因素。
二次侧相电压6为：
°
（2-1）
Un—负载的额定电压;
AUi—整流元件的正向导通压降，取IV；
n—电流回路所经过的整流元件VT的个数，桥式
n=2;
A—理想情况下a=时，5山与5的比值，查表
可知A=2.34;
卩一电网电压波动系数，取0.9;
ot—最小移相角，对于不可逆调速系统取
10°
〜好；
C—线路接线方式系数，查表三相桥式C取0.5V；
Udi—变压器阻抗电压比，100kVA以下取
0.05,100kVA及以上取0.05〜0.01；
I2/I2n—二次侧允许的最大电流与额定电流之
比，即b®
产入=2。
117.8V
234*0.9*（cos10°
—0.5*0.05*2）
由于整流变压器流过的电流通常都是非正弦波，所以其电流、容量的计算与线路形式有关。
三相桥式可控整流电路计算为：
次侧电流的有效
变压器
（2-2）
-Id=0.816*291A=237.5A
变压器的变比心乙=乙=將
（2-3）
根据变压器磁动势平衡原理知一次侧和二次侧电流
晶闸管的额定电压为5二）Ug
（2-7）
晶闸管所承受的峰值电压U’g二用山
（2-8）
故，UN=（2-3）117.8V=2644-396.6V
（2-9）
晶闸管的通态平均电流
（2-10）
故，.•，考虑到余量，晶
闸管的额定电流取
Ivr〔AV）=（1-5-2）*223.5A=335.25-447A
2.3晶闸管保护环节的计算
晶闸管元件有很多优点，但由于击穿电压比较接近工作电压，热容量又小，因此承受过电压、过电流能力差，短时间的过电压、过电流都会造成元件的损坏。
为了使晶闸管元件能正常工作而不损坏，除合理选择元件外，还必须针对过电压、过电流发生的原因采取适当的保护措施。
凡超过晶闸管正常工作时所承受的最大峰值电压均为过电压。
过电压根据产生的原因可以分为两大类。
①操作过电压：
由交流装置拉、合闸和器件关断等经常性操作中电磁变化过程引起的过电压；
②浪涌过电压：
由雷击等偶然原因引起的，从电网进入变流装置的过电压,其幅度可能比操作过电压还高。
2.3.1交流侧过电压保护
对于交流侧的过电压，通常可采取以下保护措施：
①雷击过电压可在变压器原边加接避雷器保护；
②原边电压很高或变化很大的变压器，对此采取变压器附加屏蔽绕组接地或变压器星形中点通过电容接地的方法；
③整流变压器空载且电源电压过零时原边拉闸，此时采用阻容保护或整流式阻容保护；
④对于雷击或更高的浪涌电压，如阻容保护还不能吸收或抑制时，采用压敏电阻等非线性电阻进行保护。
2.3.2阻容保护计算
交流侧保护时，在变压器原、副边并联电阻R、电
容C,如图3所示。
利用电容两端的电压不能突变的特性，可以有效的抑制变压器绕组中的过电压，串联电阻能消耗部分过电压的能量，同时抑制LC回路的震荡。
C>
6i0%^2
阻容保护计算公式：
（2-11）
S为变压器每相平均容量；
lb为变压器副边相电压有效值；
上宀为变压器激磁电流百分值，
（10〜1000）kVA的变压器的激磁电流百分值为4~10;
1氐切为变压器的短路电压百分值，（10~1000）kVA的变
压器的短路电压百分值为5T0
取10uF。
imo
50uF。
R21=R22=R23>
2.3*"
如
取2Q
£
5
丄
C
r
rz.
工
R1>
2.3
2302
-15-
233直流侧过压保护
直流侧过压保护，在直流测并联电容C电阻R,
如图4所示。
利用电容两端的电压不能突变的特性，可以有效的抑制变压器绕组中的过电压，串联电阻能消耗部分过电压的能量，同时抑制LC回路的震荡。
2.3.4晶闸管两端的电压保护
半=2加，取3Q
晶闸管的过压保护，在晶闸管两端并联电容C电阻R,如图5所示。
利用电容两端的电压
图4直流侧过压保
由公式（2-10）和护电路图可得
，取31uF。
Cl>
6*4*230^
F3
才■
b
ro
不能突变的特性，可以有效的抑制变压器绕组中的过电压，串联电阻能消耗部分过电压的能量，同时抑制LC
回路的震荡。
由公式（2-11）和（2-12）可得
，取27uF。
396.62?
'
，取加。
396.6*447<
4'
2.3.5过流保护图5晶闸管的过压
电力电子运行不正常或者发生故障时，可能会发生过电流，过电流分为过载和短路两种情况。
采用快速熔断器是电力电子装置中最有效、应用最广的一种过流保护措施，在选择快熔时应考虑：
1）电压等级应根据熔断后快熔实际承受的电压来确定。
2）电流容量应按其在主电路中的接入方式和主电路连
接形式确定。
3）快熔的1々值应小于被保护器件的允许】在值。
4）为保证熔体在正常过载情况下不熔化，应考虑时间和
电流特性。
根据以上原则，过流保护的电路图如图6所示。
（2-13）
1丐7L「为被保护元件的额定电流的有效值；
k被保护元件的实际电流的有效值。
因此，快熔F1、F2、F3的额定电流取79A,F4、F5、F6的额定电流取330A。
2.4平波电抗器的计算
在V-M系统中，脉动电流会增加电动机的发热，同时也产生脉动转矩，对生产机械不利。
此外，电波波形的断续给用平均值描述的系统带来一种非线性的因素，也引起机械特性的非线性，影响系统的运行性能。
因此,实际应用中希望尽量避免发生电流断续。
为了避免或减轻电流脉动的影响，需采用抑制电流脉动的措施，主要有：
1）增加整流电路相数，或采用多重化的技术；
2）设置电感量足够大的平波电抗器。
平波电抗器的电感量一般按低速轻载时保证电流连
续的条件来选择，通常首先给定最小电流［山心（以A为单位），再利用它计算所需的总电感（以mH为单位），减去电枢电感，即得平波电抗器的电感值。
对于三相桥式整流电路，总电感量的计算公式为
（2-14）
^dmiu
一般取Idmin为电动机额定电流的5%〜10%
电动机的电感量为
S=K缶"
（2-15）
式中，Up、【d、n—直流电动机电压、电流和转速，常
用额定值代入；
p—电动机的磁极对数；
IJ—计算系数。
一般无补偿电动机取8〜12,快速无补偿电动机取6〜8,有补偿电动机取5〜6。
所以，平波电抗器的电感量为
rcher117.8c230
L=0.693X8XX103=
6%X2912X1X1450X291
2.5mH
第三章触发电路的设计
3.1电源的选择
直流稳压电源一般由电源变压器，整流滤波电路及稳压电路所组成。
变压器把市电交流电压变为所需的低压交流电，整流器把交流电变为直流电，经过滤波电路滤波后，经稳压器把不稳定的直流电压稳定到所需的稳定直流电压。
本次设计把220V、50Hz的交流电经过变压器降压后，通过整流桥整流成直流电压，在经过滤波电路平滑直流电，最后通过三端集成稳压芯片7815、7915稳出
+15V和-15V，电源原理图如图7所示。
其中变压器采用220/24的，功率为20W整流桥由4个IN4007接成。
闸管的阳极加上正向电压后，还必须在门极与阴极之间加上一个具有一定功率的正向触发电压才能打通，这一正向触发电压的导通是由触发电路提供的，根据具体情况这个电压可以是交流、直流或脉冲电压。
由于晶闸管被触发导通以后，门极的触发电压即失去控制作用，所以为了减少门极的触发功率，常常用脉冲触发。
触发脉冲的宽度要能维持到晶闸管彻底导通后才能撤掉，晶闸管对触发脉冲的幅值要求是：
在门极上施加的触发电压或触发电流应大于产品提出的数据，但也不能太大，以防止损坏其控制极，在有晶闸管串并联的场合，触发脉冲的前沿越陡越有利于晶闸管的同时触发导通。
为了保证晶闸管电路能正常，可靠的工作，触发电路必须满足以下要求：
触发脉冲应有足够的功率，触发脉冲的电压和电流应大于晶闸管要求的数值，并留有一定的裕量。
触发信号为脉冲时，在触发功率不超过规定值的情况下，触发电压、电流的幅值在短时间内可以大大超过额定值。
触发脉冲应一定的宽度且脉冲前沿应尽可能陡。
由于晶闸管的触发是有一个过程的，也就是晶闸管的导通需要一定的时间。
只有当晶闸管的阳极电流即主回路电流上升到晶闸管的掣住电流以上时，晶闸管才能导通,所以触发信号应有足够的宽度才能保证被触发的晶闸管可靠的导通，对于电感性负载，脉冲的宽度要宽些，一般为0.5~1ms,相当于50Hz、18度电度角。
为了可靠地、快速地触发大功率晶闸管，常常在触发脉冲的前沿叠加上一个触发脉冲。
触发脉冲的相位应能在规定范围内移动。
例如单相全控桥式整流电路带电阻性负载时，要求触发脉冲的移项范围是0-130，带大电感负载时，要求移项范围是0；
三相半波可控整流电路电阻性负载时，要
求移项范围是U-90；
三相桥式全控整流电路带电阻负载时，移相范围是0°
-120"
三相桥式全控整流电路带阻感负载时，移相范围是0-90o
触发脉冲与主电路电源必须同步。
为了使晶闸管在每一个周期都以相同的控制角被触发导通，触发脉冲必须与电源同步，两者的频率应该相同，而且要有固定的相位关系，以使每一周期都能在同样的相位上触发。
触发电路同时受控于电压Uc与同步电压Us。
本设计采用集成触发电路，集成电路可靠性高，技术性能好，体积小，功耗低，调试方便，触发电路图如图8所示。
图8触发电路原理
第四章控图电路的设计
4.1给定电源和给定环节的设计计算
提供的电源是15V,而最大给定电压10V，
所以需要电阻分压。
选用1/2W的电阻，则电阻的阻值
2
R25二*二"
秽=5011，给定环节的电路图如图9所示。
4.2转速检测环节和电流检测环节的设计
一、转速检测环节的设计
转速检测电路的主要作用是将转速信号变换为与转速称正比的电压信号，滤除交流分量，为系统提供满足要求的转速反馈信号。
转速检测电路主要由测速发电机组成，将测速发电机与直流电动机同轴连接，测速发电机输出端即可获得与转速成正比的电
—
1
1
X
%
上
<
/
中，在输出端即可获得与主电路电流成正比的电流信
馈信号反馈回系统。
其原理图如图10所示。
二、电流检测环节的设计
电流检测电路的主要作用是获得与主电路电流成正比的电流信号，经过滤波整流后，用于控制系统中。
该电路主要由电流互感器构成，将电流互感器接于主电路
号，起到电气隔离的作用。
其电路原理图如图11所示
图11电流检
4.3调速系统的静态参数计算
双闭环直流调速系统的稳态结构测如路原理图所示,两个调节器均采用带有限幅作用的PI调节器，转速调节器ASR的输出限幅值比山决定了电流给定的最大值，
图10转速检测电路原理图
电流调节器ACR的输出限幅值U®
限制了电力电子变换装置的最大输出电压5血，图12中用带限幅的输出特性表示PI调节器的作用。
当调节器饱和时，输出达到限幅值，输入量的变化不再影响输出，除非有反向的输入信号使调节器退出饱和状态。
换句话说，饱和的调节器暂时隔断了输入与输出之间的联系，相当于使调节器开环。
当调节器不饱和时，PI调节器工作在线性调节状态，其作用是使输入偏差电压3U在稳态时为零。
图12双闭环直流调
节器不要进入饱和状态，因此，对于静特性来说，只有转速调节器饱和与不饱和两种状态。
（一）转速调节器不饱和，系统
稳态时，它们的输入偏差电压都是零。
因此
Up=Un=an=oci1q
（4-1）
U；
=U
（4-2）
式中H—转速反馈系数；
0—电流反馈系数。
由（3-1）式得
ASR
（4-3）
从而得到图13所示静特性的AB段。
与此同时，由于
载状态的【匚1—一直
就是静特性的运行段，它是水平的特性。
（二）转速调节器饱和
ASR俞出达到限幅值Ug时，转速环呈开环状态，
-26「图13双闭环直流调
速系统的静特性
速的变化不再产生影响，双闭环系统变成一个电流无静差的单电流闭环调速系统，系统稳态时
U*
（4-4）
I——I
1d—肓_!
dm
式（3-4）所描述的静特性是图13中的BC段，它是垂
直特性。
这样的垂直特性适合于"
的情况，如果因为山，则U「＞Un，ASR将退出饱和状态。
双闭环调速系统的稳态参数计算与单闭环无静差系统的稳态计算相似，即
转速反
（4-5）
nN14507v7
流
*O
U*a二直
^max
电
卩4:
AUd=230=28?
sAUC8
（4-8）
第五章双闭环直流调速系统的动态设计
在控制系统中设置调节器是为了改善系统的静、动态特性能。
有关系统的静态性能指标在上章已经讨论了，本章就讨论系统的动态性能指标。
控制系统的动态性能指标包括对给定输入信号的跟随性能指标和对扰动输入信号的抗扰性能指标。
1.跟随性能指标
在给定信号或参考输入信号R（t）的作用下，系统输出量C（t）的变化情况可以用跟随性能指标来描述。
当给定信号变化方式不同时，输出响应也不同。
通常以输出量的初始值为零，给定信号阶跃变化下的过渡过程作为典型的跟随过程，这时的输出量动态响应称作为阶跃响应。
常用的阶跃响应跟随指标有上升时间、超调量和调节时间。
上升时间片表示动态响应的快速性，超调量。
反应系统的相对稳定性，超调量越小，系统相对稳定性越好，调节时间又称过渡过程时间，用它衡量整个输出量调节过程的快慢，它既反映了系统的快速性，又包含着系统的稳定性。
2.抗扰性能指标
在控制系统中，扰动量的作用点通常不同于给定量的作用点，因此系统的抗扰动性能也不同于系统的跟随性能。
当调速系统在稳定运行时，突然加一个使输出量降低或上升的扰动量之后，输出量由降低或上升恢复到稳态值得过渡过程就是一个抗扰动的过程。
常用抗扰动性能指标为动态降落和恢复时间。
动态降落是指在系统稳定运行时，突加一个约定的标准负扰动量，所引起的输出量最大降落值血；
恢复时间t,是指从阶跃扰动开始，到输出量基本上恢复稳态，据新稳态值之差进入某基准量的±
9儿（或取±
21）范围内所需要的时间。
5.1电流调节器的设计
（1）确定时间常数
1）整流装置滞后时间常数
T、。
查表可知，三相桥式电路的平均失控时间
T$二0.00167So
2）电流滤波时间常数。
三相桥式电路每个波头的时间是3.3ms,为了基本滤平波头，应有
（1、2）Toi=3.3ms，因此取=2ms=0002so
3）电流环小时间常数之和
T-。
按小时间常数近似处理，取
TLi二1；
+二0（H）367s（5-1）
（5-2）
0.548s
（5-3）
（2）选择电流调节器的结构
节器
的模拟
根据设计要求i5%，并且稳态电流无静差，按典型I型系统设计电流调电流环控制对象是双惯性型的，因此用PI型电流调节器，其含给定滤波和反馈滤波式PI型电流调节器原理图如图14所示，其传递函数为
WACR（5）
（百”1）
（5-4）
（5-5）
K【PiR136.2X0.0185X0.4
查典型I型系统抗扰性能指标与参数表知，
小=2驯（5-7）
（4）校验近似条件
（5-8）
电流环截止频率：
⑴"
二K］二136.2s1
1）
检验晶闸管整流装置传递
函数的近似条件
1_1
3人_3x000167
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