（2）当时，mA。
当达到最大时，（V）
当为时，（V）
即的变化范围是14.5~17V。
第2章
2.1
2.3题图（a）3AX为PNP锗管，V（正偏），V（反偏），放大状态
题图（b）：
e结反偏，c结反偏，截止状态
题图（c）：
e结正偏，c结正偏，饱和状态
题图（d）：
e结开路，晶体管损坏
2.6解：
（1）Q1点：
（2）
2.7解：
题图（b）：
因而使发射结导通，假设管子工作在放大状态。
则有，，
，故假设成立，管子处于放大状态。
题图（c）：
因而使发射结导通，假设管子工作在放大状态。
则有
，mA，
不可能，表明晶体管处于饱和状态。
2.9
（2）当RB1开路时，IBQ=0，管子截止。
UC=0。
当RB2开路时，则有
2.14解：
图（a），输出信号被短路，不能进行电压放大。
图（b），输入信号被短路，不能进行电压放大。
图（c），e结零偏，管子截止，不能正常放大。
图（d），e结零偏，不能进行放大。
图（e），会使e结烧坏且输入信号短路，电路不能正常放大。
图（f），电路可以正常放大。
2.17解：
（1）不变，不变，故不变。
斜率变，故变化，若减小，移至，增加，移至。
（2）负载线斜率不变，故不变。
变，不变，故变。
若，增加，工作点移至，反之，，下降，工作点移至。
2.18
解：
（1）输出特性理想化，。
（2）先求工作点（A），直流负载线，取两点
，可得直流负载线如图2.18（b）中①线，工作点Q（V，mA），交流负载线的斜率为，可得图2.18（b）中②线（交流负载线）。
（3）此时直流负载线不变，仍如图2.14（b）中①线，而交流负载线的斜率为，如图2.18（b）中③线。
（4）为得最大，工作点应选在交流负载之中点。
将图2.18（b）中③线（=1k）平移使之与直流负载线①线的交点是此交流负载线之中点，即点（V，mA）。
此时，=3V。
调节使A，则，解得k。
2.20解：
（1）要求动态范围最大，应满足
所以，
（2）由直流负载线可知：
。
。
。
。
2.23解：
（1）计算工作点和、。
已知A，则（mA）
（V）
由以上关系式可以看出，因电路输出端没有隔直电容，负载电阻与工作点有关。
由上式解得Ｖ。
而（k），（k）
（2）计算源电压放大倍数。
先画出图2.23电路的小信号等效电路如下图所示。
（3）计算输入电阻、输出电阻。
k，k
2.27电路如题图2.27所示，BJT的，，mA，基极静态电流由电流源IB提供，设A，RS=0.15kΩ,k。
试计算、和。
电容C对信号可视为短路。
解：
（mA）（k）
其小信号等效电路如图（b）所示。
（k）
用辅助电源法可求得输出电阻为
2.29解：
其交流通路和小信号等效电路分别如图2.29（b）和（c）,则
用辅助电源法可求得晶体管共基组态的输出电阻为
2.30
2.34
解:
（1）该电路的交流通路如图2.34（b）所示。
（2）k，
k
2.36
解:
（1）交流通路和直流通路分别如题图2.36（b）（c）所示
（2）V1组成共基电路，V2组成共射电路，信号与电路输入端、输出端与负载、级间均采用阻容耦合方式。
（3）R1和R2是晶体管V1的基极偏置电路。
R1短路将使V1截止。
（4）RE1开路，V1无直流通路，则V1截止。
第3章
3.1解：
FET有JFET和MOSFET，JFET有P沟（只能为正）和N沟（只能为负）之分。
MOSFET中有耗尽型P沟和N沟（可为正、零或负），增强型P沟（只能为负）和N沟（只能为正）。
图（a）：
N沟耗尽型MOSFET，=2mA,V。
图（b）：
P沟结型FET，=-3mA,V。
图（c）：
N沟增强型MOSFET，无意义，V。
3.3解：
图（a）中，N沟增强型MOSFET，因为VV，VV，所以工作在恒流区与可变电阻区的交界处（预夹断状态）。
图（b）中,N沟耗尽型MOSFET，VV，VV，所以工作在可变电阻区。
图（c）中，P沟增强型MOSFET，VV，VV，所以工作在恒流区。
图（d）中，为N沟JFET，VV，所以工作在截止区。
3.5解
（1）
解得：
（2）
解得：
3.12
第4章
4.1解：
（1）由题图4.1可得：
中频增益为40dB，即100倍，fH=106Hz,fL=10Hz（在fH和fL处，增益比中频增益下降30dB），。
（2）当时，其中f=104Hz的频率在中频段，而的频率在高频段，可见输出信号要产生失真，即高频失真。
当时，f=5Hz的频率在低频段，f=104Hz的频率在中频段，所以输出要产生失真，即低频失真。
4.3
0
（b）
题图4.3
其相频特性的近似波特图如图4.3（b）所示。
4.4解：
（1）输入信号为单一频率正弦波，所以不存在频率失真问题。
但由于输入信号幅度较大（为0.1V）,经100倍的放大后峰峰值为0.1×2×100＝20V，已大大超过输出不失真动态范围（UOPP=10V）,故输出信号将产生严重的非线性失真（波形出现限幅状态）。
（2）输入信号为单一频率正弦波，虽然处于高频区，但也不存在频率失真问题。
又因为信号幅度较小，为10mV,经放大后峰峰值为100×2×10＝2V，故也不出现非线性失真。
（3）输入信号两个频率分量分别为10Hz及1MHz，均处于放大器的中频区，不会产生频率失真，又因为信号幅度较小（10mV）,故也不会出现非线性失真。
（4）输入信号两个频率分量分别为10Hz及50KHz，一个处于低频区，而另一个处于中频区，故经放大后会出现低频频率失真，又因为信号幅度小，叠加后放大器也未超过线性动态范围，所以不会有非线性失真。
（5）输入信号两个频率分量分别为1KHz和10MHz，一个处于中频区，而另一个处于高频区，故信号经放大后会出现高频频率失真。
同样，由于输入幅度小。
不会出现非线性频率失真。
4.6
解：
（1）高频等效电路如题图4.6（b）所示：
（1）利用密勒近似，将Cb’c折算到输入端，即
4.7
解：
（1）高频等效电路如图4.7（b）所示。
（1）在图4.7（b）中，考虑Cgd在输入回路的米勒等效电容，而忽略Cgd在输出回路的米勒等效电容及电容Cds，则上限频率ωH为
第5章
5.2解：
图5.2是具有基极补偿的多电流源电路。
先求参考电流，
（mA）
则（mA）（mA）（mA）
5.4解:
（1）因为电路对称，所以
（2）差模电压增益
差模输入电阻：
差模输出电阻：
（3）单端输出差模电压增益：
共模电压增益：
共模抑制比：
共模输入电阻：
共模输出电阻：
（4）设晶体管的UCB=0为进入饱和区，并略去RB上的压降。
为保证V1和V2工作在放大区，正向最大共模输入电压Uic应满足下式：
为保证V1和V2工作在放大区，负向最大共模输入电压Uic应满足下式：
否则晶体管截止。
由上可得最大共模输入范围为
5.6
（2）
其波形如图所示。
uo
-1
1
3
使得Aud减小，而Rid增大。
5.8
解：
略去V3基极电流的影响，
即输出电压的静态电压为14.3。
略去V3的输入电阻对V2的负载影响，由图5.8（a）可看出，不失真的输出电压峰值为
。
如根据线性放大计算，
很明显，输出电压失真，被双向限幅，如图5.8（b）所示。
5.9
（a）（b）
解：
（1）由于Uid=1.2V>>0.1V,电路呈现限幅特性，其u0波形如题图（b）所示。
（2）当RC变为时，u0幅度增大，其值接近±15V，此时，一管饱和，另一管截止。
第6章
6.1试判断题图6.1所示各电路的级间反馈类型和反馈极性。
（a）级间交、直流串联电压负反馈
（b）级间交、直流串联电压负反馈
（c）级间交、直流串联电压负反馈
（d）级间交、直流串联电压负反馈
6.2试判别6.2所示各电路的反馈类型和反馈极性。
（a）级间交、直流电压并联负反馈
（b）级间交、直流电压并联正反馈
6.3
近似计算：
精确计算：
6.7
6.9
（1）（a）第一级是电流负反馈，Ro高，第二级是并联负反馈，要求信号源内阻高，
所以，电路连接合理。
第一级是串联负反馈，要求RS越小越好。
（b）第一级是电压负反馈，Ro低，第二级是串联负反馈，要求信号源内阻低，所以，电路连接合理。
第一级是并联负反馈，要求RS越大越好。
（2）（a）电路的输入电阻高，故当信号源内阻变化时，（a）电路的输出电压稳定性好，源电压增益的稳定性能力强。
（3）（a）电路的输出电阻低，故当负载变化时，（a）电路的输出电压稳定性好，源电压增益稳定性能力强。
6.11级间交、直流电压串联负反馈;
为得到低输入电阻和低输出电阻，应引入级间交流电压并联负反馈；
将V3的基极改接到V2的集电极；将输出端的90kΩ电阻，由接在V2的基极改接到V1的基极。
6.13
运放A1引入了交、直流电压串联负反馈；
运放A2引入了交、直流电压并联负反馈。
6.15
（a）级间交流电压并联负反馈
（b）级间交流电流并联负反馈
6.18解：
（1）Auf（jf）的幅频和相频渐进波特图分别如图6.18（a）和（b）所示。
（2）由图6.18（a）可知，在fπ=31.6MHZf时，反馈放大器将产生自激。
（3）若留有的相位裕量，从图（a）上可以看出，相应的20lgAf=60dB，则。
（4）20lgAf=40dB
采用补偿电容后，第一个极点频率移到fd，
补偿电容为
如果Auf=1，则
6.21解：
（1）由题可知，开环放大倍
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