PWM控制原理文档格式.docx

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理论基础：

冲量相等而形状不同的窄脉冲加在具有惯性的环节上时，其效果基本相同。

冲量指窄脉冲的面积。

效果基本相同，是指环节的输出响应波形基本相同。

低频段非常接近，仅在高频段略有差异。

图6-1形状不同而冲量相同的各种窄脉冲

面积等效原理：

分别将如图6-1所示的电压窄脉冲加在一阶惯性环节（R-L电路）上，如图6-2a所示。

其输出电流i（t）对不同窄脉冲时的响应波形如图6-2b所示。

从波形可以看出，在i（t）的上升段，i（t）的形状也略有不同，但其下降段则几乎完全相同。

脉冲越窄，各i（t）响应波形的差异也越小。

如果周期性地施加上述脉冲，则响应i（t）也是周期性的。

用傅里叶级数分解后将可看出，各i（t）在低频段的特性将非常接近，仅在高频段有所不同。

图6-2冲量相同的各种窄脉冲的响应波形

用一系列等幅不等宽的脉冲来代替一个正弦半波，正弦半波N等分，看成N个相连的脉冲序列，宽度相等，但幅值不等；

用矩形脉冲代替，等幅，不等宽，中点重合，面积（冲量）相等，宽度按正弦规律变化。

SPWM波形——脉冲宽度按正弦规律变化而和正弦波等效的PWM波形。

图6-3用PWM波代替正弦半波

要改变等效输出正弦波幅值，按同一比例改变各脉冲宽度即可。

等幅PWM波和不等幅PWM波：

由直流电源产生的PWM波通常是等幅PWM波，如直流斩波电路及本章主要介绍的PWM逆变电路，6.4节的PWM整流电路。

输入电源是交流，得到不等幅PWM波，如4.1节讲述的斩控式交流调压电路，4.4节的矩阵式变频电路。

基于面积等效原理，本质是相同的。

PWM电流波：

电流型逆变电路进行PWM控制，得到的就是PWM电流波。

PWM波形可等效的各种波形：

直流斩波电路：

等效直流波形

SPWM波：

等效正弦波形，还可以等效成其他所需波形，如等效所需非正弦交流波形等，其基本原理和SPWM控制相同，也基于等效面积原理。

2PWM逆变电路及其控制方法

目前中小功率的逆变电路几乎都采用PWM技术。

逆变电路是PWM控制技术最为重要的应用场合。

本节内容构成了本章的主体

PWM逆变电路也可分为电压型和电流型两种，目前实用的几乎都是电压型。

（1）计算法和调制法

1、计算法

根据正弦波频率、幅值和半周期脉冲数，准确计算PWM波各脉冲宽度和间隔，据此控制逆变电路开关器件的通断，就可得到所需PWM波形。

缺点：

繁琐，当输出正弦波的频率、幅值或相位变化时，结果都要变化

2、调制法

输出波形作调制信号，进行调制得到期望的PWM波；

通常采用等腰三角波或锯齿波作为载波；

等腰三角波应用最多，其任一点水平宽度和高度成线性关系且左右对称；

与任一平缓变化的调制信号波相交，在交点控制器件通断，就得宽度正比于信号波幅值的脉冲，符合PWM的要求。

调制信号波为正弦波时，得到的就是SPWM波；

调制信号不是正弦波，而是其他所需波形时，也能得到等效的PWM波。

结合IGBT单相桥式电压型逆变电路对调制法进行说明：

设负载为阻感负载，工作时V1和V2通断互补，V3和V4通断也互补。

控制规律：

uo正半周，V1通，V2断，V3和V4交替通断，负载电流比电压滞后，在电压正半周，电流有一段为正，一段为负，负载电流为正区间，V1和V4导通时，uo等于Ud，V4关断时，负载电流通过V1和VD3续流，uo=0，负载电流为负区间，io为负，实际上从VD1和VD4流过，仍有uo=Ud，V4断，V3通后，io从V3和VD1续流，uo=0，uo总可得到Ud和零两种电平。

uo负半周，让V2保持通，V1保持断，V3和V4交替通断，uo可得-Ud和零两种电平。

图6-4单相桥式PWM逆变电路

单极性PWM控制方式（单相桥逆变）：

在ur和uc的交点时刻控制IGBT的通断。

ur正半周，V1保持通，V2保持断，当ur>

uc时使V4通，V3断，uo=Ud，当ur<

uc时使V4断，V3通，uo=0。

ur负半周，V1保持断，V2保持通，当ur<

uc时使V3通，V4断，uo=-Ud，当ur>

uc时使V3断，V4通，uo=0，虚线uof表示uo的基波分量。

波形见图6-5。

图6-5单极性PWM控制方式波形

双极性PWM控制方式（单相桥逆变）：

在ur半个周期内，三角波载波有正有负，所得PWM波也有正有负。

在ur一周期内，

输出PWM波只有±

Ud两种电平，仍在调制信号ur和载波信号uc的交点控制器件通断。

ur正负半周，对各开关器件的控制规律相同，当ur>

uc时，给V1和V4导通信号，给V2和V3关断信号，如io>

0，V1和V4通，如io<

0，VD1和VD4通，uo=Ud，当ur<

uc时，给V2和V3导通信号，给V1和V4关断信号，如io<

0，V2和V3通，如io>

0，VD2和VD3通，uo=-Ud。

波形见图6-6。

单相桥式电路既可采取单极性调制，也可采用双极性调制。

图6-6双极性PWM控制方式波形

双极性PWM控制方式（三相桥逆变）：

见图6-7。

三相PWM控制公用uc，三相的调制信号urU、urV和urW依次相差120°

。

U相的控制规律：

当urU>

uc时，给V1导通信号，给V4关断信号，uUN´

=Ud/2，当urU<

uc时，给V4导通信号，给V1关断信号，uUN´

=-Ud/2；

当给V1（V4）加导通信号时，可能是V1（V4）导通，也可能是VD1（VD4）导通。

uUN´

、图6-7三相桥式PWM型逆变电路

uVN´

和uWN´

的PWM波形只有±

Ud/2两种电平，uUV波形可由uUN´

-uVN´

得出，当1和6通时，uUV=Ud，当3和4通时，uUV=－Ud，当1和3或4和6通时，uUV=0。

波形见图6-8。

输出线电压PWM波由±

Ud和0三种电平构成，负载相电压PWM波由（±

2/3）Ud、（±

1/3）Ud和0共5种电平组成。

图6-8三相桥式PWM逆变电路波形

防直通死区时间：

同一相上下两臂的驱动信号互补，为防止上下臂直通造成短路，留一小段上下臂都施加关断信号的死区时间。

死区时间的长短主要由器件关断时间决定。

死区时间会给输出PWM波带来影响，使其稍稍偏离正弦波。

特定谐波消去法（SelectedHarmonicEliminationPWM—SHEPWM）：

计算法中一种较有代表性的方法，图6-9。

输出电压半周期内，器件通、断各3次（不包括0和π），共6个开关时刻可控。

为减少谐波并简化控制，要尽量使波形对称。

首先，为消除偶次谐波，使波形正负两半周期镜对称，即：

（6-1）

图6-9特定谐波消去法的输出PWM波形

其次，为消除谐波中余弦项，使波形在半周期内前后1/4周期以π/2为轴线对称。

（6-2）

四分之一周期对称波形，用傅里叶级数表示为：

（6-3）

式中，an为

图6-9，能独立控制a1、a2和a3共3个时刻。

该波形的an为

（6-4）

式中n=1,3,5,…

确定a1的值，再令两个不同的an=0，就可建三个方程，求得a1、a2和a3。

消去两种特定频率的谐波：

在三相对称电路的线电压中，相电压所含的3次谐波相互抵消，可考虑消去5次和7次谐波，得如下联立方程：

（6-5）

给定a1，解方程可得a1、a2和a3。

a1变，a1、a2和a3也相应改变。

一般，在输出电压半周期内器件通、断各k次，考虑PWM波四分之一周期对称，k个开关时刻可控，除用一个控制基波幅值，可消去k－1个频率的特定谐波，k越大，开关时刻的计算越复杂。

除计算法和调制法外，还有跟踪控制方法，在6.3节介绍

（2）异步调制和同步调制

载波比——载波频率fc与调制信号频率fr之比，N=fc/fr。

根据载波和信号波是否同步及载波比的变化情况，PWM调制方式分为异步调制和同步调制：

1、异步调制

异步调制——载波信号和调制信号不同步的调制方式。

通常保持fc固定不变，当fr变化时，载波比N是变化的。

在信号波的半周期内，PWM波的脉冲个数不固定，相位也不固定，正负半周期的脉冲不对称，半周期内前后1/4周期的脉冲也不对称。

当fr较低时，N较大，一周期内脉冲数较多，脉冲不对称的不利影响都较小，当fr增高时，N减小，一周期内的脉冲数减少，PWM脉冲不对称的影响就变大。

因此，在采用异步调制方式时，希望采用较高的载波频率，以使在信号波频率较高时仍能保持较大的载波比。

2、同步调制

同步调制——N等于常数，并在变频时使载波和信号波保持同步。

基本同步调制方式，fr变化时N不变，信号波一周期内输出脉冲数固定。

三相，公用一个三角波载波，且取N为3的整数倍，使三相输出对称。

为使一相的PWM波正负半周镜对称，N应取奇数。

当N=9时的同步调制三相PWM波形如图6-10所示。

fr很低时，fc也很低，由调制带来的谐波不易滤除，fr很高时，fc会过高，使开关器件难以承受。

为了克服上述缺点，可以采用分段同步调制的方法。

3、分段同步调制

把fr范围划分成若干个频段，每个频段内保持N恒定，不同频段N不同。

在fr高的频段采用较低的N，使载波频率不致过高，在fr低的频段采用较高的N，使载波频率不致过低。

图6-11，分段同步调制一例。

为防止fc在切换点附近来回跳动，采用滞后切换的方法。

同步调制比异步调制复杂，但用微机控制时容易实现。

可在低频输出时采用异步调制方式，高频输出时切换到同步调制方式，这样把两者的优点结合起来，和分段同步方式效果接近。

图6-10同步调制三相PWM波形

图6-11分段同步调制方式举例

（3）规则采样法

按SPWM基本原理，自然采样法中要求解复杂的超越方程，难以在实时控制中在线计算，工程应用不多。

规则采样法特点：

工程实用方法，效果接近自然采样法，计算量小得多。

规则采样法原理：

图6-12，三角波两个正峰值之间为一个采样周期Tc。

自然采样法中，脉冲中点不和三角波一周期中点（即负峰点）重合。

规则采样法使两者重合，每个脉冲中点为相应三角波中点，计算大为简化。

三角波负峰时刻tD对信号波采样得D点，过D作水平线和三角波交于A、B点，在A点时刻tA和B点时刻tB控制器件的通断，脉冲宽度δ和用自然采样法得到的脉冲宽度非常接近。

图6-12规则采样法

规则采样法计算公式推导：

正弦调制信号波公式中，a称为调制度，0≤a<

1；

ωr为信号波角频率。

从图6-12因此可得：

（6-6）

三角波一周期内，脉冲两边间隙宽度（6-7）

三相桥逆变电路的情况：

通常三相的三角波载波公用，三相调制波相位依次差120º

，同一三角波周期内三相的脉宽分别为δU、δV和δW，脉冲两边的间隙宽度分别为δ´

u、δ´

v和δ´

w，同一时刻三相正弦调制波电压之和为零，由式（6-6