带隙基准电路设计Word格式.docx
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约为0.026V,Is为饱和电流。
根据集电极电流公式，得到:
VBE（2^
为了简化分析，假设Ic保持不变，这样：
VBE
T
VTlnL
TIs
VTIS
IsT
（2.2）
根据半导体物理知识可知：
IS
bT4mexp
Eg
（2.3）
其中b为比例系数,
-3/2,Eg为硅的带隙能量，约为1.12eV。
得到:
（2.4）
b（4m）T3mexP）bT4mex）（—^）（旦）
kTkTkT
所以:
VbeVbe（4mMEg/q
TT
（2.6）
由式（2.2）和（2.5），可以得到:
Vbe通常小于Eg/q，所以Vbe和温度负相关。
从式（2.6）可知，Vbe的温度系数本身与温度有关，如果正温度系数表现出一个固定的温度系数，在恒定基准的产生电路中将会产生误差。
2）.正温度系数的实现
若两个双极晶体管工作在不相等的电流密度下，那么它们的基极-发射极电
压差值就与绝对温度成正比。
如图2.1所示：
（2.7）
图2.1正温度系数的产生电路
VbeVbeiVbe2VtInVtInVtlnn
IsnIs
因此Vbe可实现正温度系数:
VtInn（2.8）
当T=300K时，—0.086Inn,n可以由多个双极性晶体管并联实现。
3）.通过正温度系数和负温度系数的叠加可以消除整个电路的温度系数，具体方法
见下节中的基本结构。
2.基本结构
利用放大器两个输入端的电压相近就可以很方便得将正负温度系数特性结
图2.2基本带隙电压源产生电路
合起来，如图2.2：
这里放大器以X和丫端为输入，驱动R1和R2电阻的上端，假设放大器为
理想运放，可以使得X点和丫点稳定在近似相等的电压。
基准电压可以通过放
大器的输出端得到。
根据对图2.2的分析，不考虑运放的失调电压情况下，
VbeiVbe2VtInn，所以得到输出电压为：
Vout
TR3
（2.10）
同时得到:
根据前面的分析，如果适当的选择n、R2和R3的值就可以使得匕0，
此时可近似认为输出电压与温度无关。
实际上因为Vbe的温度系数本身与温度有
关，所以实际得到的电压仅在预设温度邻近区域内才能看作与温度无关，在其他
温度下仍有一定影响，并非完全与温度无关。
Banba结构的设计
1.Banba结构的原理
Wl
常ItV丁卿事勇AmpliMrItaicIgiMpears
曲3
图3.1为Banba结构的完整电路结构图
GNO
图3.1Banba结构完整电路图
组成：
第一部分为启动电路，主要由MSA，MSB，MSC三个管子的性能来决定电路的自启动；
第二部分为放大器，采用二级Mille电路，并且从带隙部分获得偏置电流；
第三部分为电路核心的带隙部分。
Banba结构的特点：
1）.在传统的带隙基准电路中（如之前介绍的基本结构），输出电压Vref在1.25V
左右，这就限制了电源电压在1V以下的应用，而这个结构的Vref通过两个电流的和在电阻上的压降来实现：
一个电流与三极管的VBE成正比，另一个与VT
成正比，产生的基准电流通过MOS管M3镜像到输出电流，再通过输出负载电阻R4决定输出参考电压（在保证MOS管正常工作的范围内），方便改变所需产生的电压值；
2）.放大器中采用Miller补偿可以增加稳定性，采用PMOS管作为差分输入。
由于放大器在电路中起的作用是保证1、2电压的相等，对核心部分没有影响，所以此结构仍是Banba的思想；
3）.启动电路使电路节点处于简并状态时也可以自动进入正常工作状态，其自启动方法是采用一个额外的脉冲来实现的。
虽然增加了元件数，却能使制造和启动过程简化许多。
具体分析:
为了便于分析，图3.2是Banba结构电路的基本结构。
图3.2中,
I1I2I3
IVy
R2
VyVz
（3.1）
R3
由于运放的作用，VXVY，所以
VxVxVz
Vbe
VbeVbe
VTlnn
（3.2）
R2R3
R3R2
那么基准电压Vref就可以得到，
VrefIR4
4（Vbe1
空VTlnn）
（3.3）
与式（2.9）相比，只要调节R4/R2的比值，就可以方便的调节基准电压的值。
同时
也可以推导出此时Vref的温度系数：
2.Banba结构的参数设计
2.1帯隙部分的设计
R3=100K,
（3.6）
Iq1
VbE1VTln』0.685V
VBE1
代入式（2.6）得到，丁
1.67。
由式（3.4），令-
0,所以
（3.7）
注出色lnn
（3.8）
1.670.086氏Inn
要求Vref=1.8V，贝UR4=633K。
1.2u0.685/R12.8u
（3.10）
1q1
Ri
流过MOS管的电流为：
2.2运放的设计
带隙电路中的放大器主要作用是使两个输入点的电平相等，所以只要增益足
够就可以了，另外为了防止振荡，相位裕度也要足够，其他指标不是特别重要。
图3.3是运放的核心部分。
各部分作用：
MA1、MA2为第一级差分放大，MA6
为第二级放大，MA5、MA7从带隙部分偏置电流分配给放大部分MOS管。
Cc为密勒电容，将主次极点分离，也可增大相位裕度。
图3.3二级Miller补偿CMOS运算放大器
直流开环电压增益：
AA1A2
单位增益带宽：
GBWAOfd-gmm-（3.13）
2Cc
根据电流的关系，确定各个MOS管的宽长比。
放大器的偏置电流来自于带隙部分的输出电流，由式（3.10）可知，偏置部分得到的电流为2.8u，为了减小功耗，取流过MA5的电流为偏置电流2倍，即MA5的尺寸为M1两倍，而MA7为M1尺寸的8倍以上。
放大器的具体参数见表3.1,宽长比单位um。
表3.1二级运放器件参数
M1
0.92/0.5
M5
1.84/0.5
M2
M6
4/0.5
M3
0.48/1
M7
7.36/0.5
M4
Cc
1P
3.自启动电路
只要运放的开环增益足够高，输出电压就相对独立于电源电压。
但是，如果
Vx和Vy均等于零时电路进入简并状态，电路将永远无法工作，所以必须增加自启动电路去除简并状态。
如图3.4所示，由三个MOS管形成开启电路。
图3.4启动电路工作原理：
由于PMOS管MSA的栅极接地，所以MSA始终导通，这样使得S点电平升高，S也是MSB管的栅极，因此MSB管导通，它的漏极（即启动点）电平降低，这样如果启动点为PMOS栅极，该PMOS管就导通了，电路可以开始工作。
最后还必须使MSB脱离，当电路开始正常工作时，MSC管开启，这样就再次使S节点电平下降，MSB管由此关断，脱离了启动部分。
由于MSA常导通，对于功耗是一种浪费，所以要使流过MSA的电流尽量小，可以设计的时候使MSA的W小于L，具体还需经过仿真来验证。
最终参数：
WSA=0.22uLSA=10u;
WSB=0.5uLSB=0.5u;
WSC=0.5uLSC=0.5u
四.电路结构仿真和调试
本节使用candenee软件，基于TSMC的0.35mm工艺对电路进行进一步的仿真和调试。
电路如图4.1所示。
图4.1Banba结构的电路仿真图
1.温度系数调整
实测结果显示，输出电压Vref的温度系数在原始参数下变化很大，这是因为计算时将所有器件考虑为理想状态，这在实际电路仿真中是不可能的，实际MOS管和晶体管都有计算时难以考虑的二级效应，电容、电阻等也非理想。
所以要对影响温度系数的参数进行调整，才能达到最优温度系数。
另外一个重要影响是运放的失调电压，实际运放的开环增益是有限的并非无穷大，所以Vx和Vy的电压不会完全相等。
所以，在实际电路中对Banba结构
进行了适当修改，使用两级PNP管串联。
如图3.1中，根据理论分析得到式（4.1）。
M1管的宽长比m越大，M1管通过电流镜得到的电流越大，失调电压Vos的影响越小。
温度系数还和电阻R2/R3比值有关。
1）.先对M1管的宽长比进行扫描，结果如图4.2。
ECPl酬附帕电
檸三寸】—*禅■立比冲碱*寸】九爲曲*
图4.2M1管不同宽长比下输出电压随温度变化曲线
PPM
VmaxVmin
106（ppm/oC）
（4.2）
Tmin）
ax
Vaverage
为了更直观的显示最好的宽长比，根据PPM计算公式（4.2）
使用cadence里面的计算工具得到图4.3，
-
w（unknown）f
«
（y*nax（VSC7-
LO.OE-6
155.5
11.0E-6
129.2
L2.<
?
E-6
105.5
34.05
14.OE-6
64,40
15.0E-S
4S.52
16.0E-5
：
0.21
L7.OE-6
15.56
LS.OE-6
3.508
1^.0E-6
14.01
2^.62
图4.3M1管不同宽长比下的PPM值
所以M1管的宽长比为18u/0.5u时PPM最小，为3.508ppm/C
2）.对电阻R2/R3的值进行扫描。
这里将R3=100K固定，R2的值变化范围
200K-300K粗扫。
结果如图4.4。
图4.4R2值200K-300K时的输出电压
对应的PPM值如图4.5,
r（u
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