北邮微波实验报告.docx
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北邮微波实验报告
北邮微波实验报告
信息与通信工程学院
电磁场与微波技术实验报告
姓名
班级
学号
班内序号
李亚东
2011211116
2011210466
22
实验二微带分支线匹配器
实验目的
1．熟悉支节匹配器的匹配原理
2．了解微带线的工作原理和实际应用
3．掌握Smith图解法设计微带线匹配网络
实验原理
1.支节匹配器
支节匹配器是在主传输线上并联适当的电纳（或者串联适当的电抗），用附加的反射来抵消主传输线上原来的反射波，以达到匹配的目的。
单支节匹配器：
调谐时，主要有两个可调参量：
距离d和分支线的长度l。
匹配的基本思想是选择d，使其在距离负载d处向主线看去的导纳Y是𝑌0+𝑗𝐵形式，即𝑌=𝑌0+𝑗𝐵，其中𝑌0=1/𝑍0。
并联开路或短路分支线的作用是抵消Y的电纳
各端口，完成原理图，并且将项目的频率改为1.8—2.2GHz。
6．添加矩形图，添加测量，点击分析，测量输入端的反射系数幅值。
7．同理设计双枝节匹配网络，重复上面的步骤。
仿真调测
单支节
1．根据已知计算出各参量。
写入OutputEquations。
zl为归一化负载阻抗；zin为归一化输入阻抗；Tl为负载处反射系数；Tin为输入端反射系数；b为以0.01为步长扫描0~2*PI；R为阻抗处等反射系数圆；Rp为匹配圆；Rj为大圆。
2．将归一化阻抗和负载阻抗所在位置分别标在smith圆上
图表1以实部虚部方式显示
图表2以幅度角度方式显示
绘制步骤：
●将归一化输入阻抗和负载阻抗所在位置标在导纳圆图上
●从负载阻抗处沿等反射系数圆向源旋转，交匹配圆一点，由此确定单支节传输线阻抗为-0.531245*j，取此经历的电长度为分支线与负载的距离d=198.81°*半波长
●在导纳圆图上标出该点位置，从开路点出发向源方向旋转到标识位置，取此经历的电长度为分支线的长度l=303.93°*半波长
3．设计单枝节匹配网络，在图上确定分支线与负载的距离以及分支线的长度，根据给定的介质基片、特性阻抗和频率用TXLINE计算微带线物理长度和宽度。
4．画出原理图。
注意微带分支线处的不均匀性所引起的影响，选择适当的模型。
调谐后的电路图为：
4
5．添加矩形图，添加测量，测量输入端的反射系数幅值。
双支节
1．根据已知计算出各参量。
写入OutputEquations。
2．画出Smith原图。
绘图步骤：
●根据两枝节间隔长度为1/8波长，绘出辅助圆位置
●在图中标出负载处位置，沿等反射系数圆向源方向旋转180度，该点为y1’点
●从y1’点沿等电导圆旋转，交辅助圆于y1点，通过y1点导纳值减去y1’点导纳值得到第一个枝节的阻抗值。
●在图中标出该阻抗值点，从开路点向源方向旋转到标出的阻抗值点，经过的电长度为第一枝节的长度。
●从y1点沿等反射系数圆向源方向旋转，交匹配圆于y2’点，1-y2’的阻抗值为第二枝节的阻抗值，在图中标出该阻抗点，从开路点向源方向旋转到该点，经过的电长度为第二枝节的长度
3．画出原理图。
调谐后的原理图为：
得到调谐后矩形图：
实验三微带多节阻抗变阻器
实验目的
1.掌握微带多节阻抗变阻器的工作原理
2.掌握微带多节阻抗变阻器的设计和仿真
实验原理
变阻器是一种阻抗变换元件，它可以接于不同数值的电源内阻和负载电阻之间，将两者起一相互变换作用获得匹配，以保证最大功率的功率：
此外，在微带电路中，将两不同特性阻抗的微带线连接在一起时为了避免线间反射，也应在两者之间加变阻器。
单节λ/4变阻器是一种简单而有用的电路，其缺点是频带太窄。
为了获得较宽的频带，常采用多节阻抗变换器。
如下图所示，
多节变阻器的每节电长度均为θ；
为各节的特性阻抗，
为负载阻抗，并假设Zn+1＞Zn,……Z2＞Z1，Z1＞Z0。
其中ρi＝zi/zi-1Γi=（ρi-1）/（ρi-1+1）
在上图中，变阻器的阻抗由Z0变到Zn+1，对Z0归一化，即由z0＝0变到zn+1＝R，R即为阻抗变换比。
其中ρ1，ρ2……ρn+1为相邻两传输线段连接处的驻波比。
根据微波技术的基本原理，其值等于大的特性阻抗对小的特性阻抗之比。
Γ1，Γ2，……Γn+1则为连接处的反射系数，为了使设计简单，往往取多节变阻器具有对称结构，即使变阻器前后对称位置跳变点的反射系数相等，Γ1＝Γn+1,Γ2=Γn……。
定义下列公式为变阻器的相对带宽和中心波长：
其中
和
分别为频带边界的传输线波长，
为传输线中心波长，D为相对带宽。
实验内容
设计仿真等波纹型微带多节变阻器。
给定指标：
在2GHZ-6GHZ的频率范围内，阻抗从50欧变为10欧，驻波比不应超过1.15，介质基片H=1mm，在此频率范围内色散效应可忽略。
实验步骤
（1）.对于纯电阻负载，根据已知条件，算出单节和多节传输线的特性阻抗、相对带宽。
（2）.根据各节特性阻抗，利用TXLine计算相应的微带线的长度和宽度。
每段变阻器的长度为四分之一波长（在中心频率），即𝑙=𝜆𝑔0/4。
（3）.对于复数负载𝑍𝐿，根据负载阻抗𝑍𝐿、特性阻抗𝑍0，计算归一化负载阻抗和反射系数，将负载反射系数标注在Smith圆图上，从负载点沿等驻波系数圆向源方向旋转，与Smith圆图左、右半实轴交点，旋转过的电长度𝐿𝑀、𝐿𝑁，计算变换器的特性阻抗。
（4）.根据传输线的特性阻抗，利用TXLine计算相应微带线的长度及宽度，以及对应电长度𝐿𝑀、𝐿𝑁的微带线长度。
（5）.设计并完成原理图。
（6）.添加并测试Rectangular图。
（7）.调谐电路元件参数，使反射系数幅值在中心频率3GHz处最低。
（8）.对于纯电阻负载，上述指标不变，采用3节切比雪夫变阻器重新设计上述阻抗变换器。
五、实验仿真
1.单节变换器
（1）.利用式
（1）算得Z1=86.603Ω，利用TXLine计算各微带线参数，如下表：
微带线
Z0
Z1可调
RL
Impedance（
）
50
86.603
150
Frequency（GHz）
3
3
3
ElectricalLength（deg）
90
90
90
PhysicalWidth（mm）
1.8986
0.62801
0.10292
PhysicalLength（mm）
13.254
13.83
14.314
（2）.调谐后的原理图：
2.2支节变换器
（1）.利用式（4）算得Z1=65.804Ω，Z2=113.975Ω，利用TXLine计算各微带线参数，如下表：
微带线
Z0
Z1可调
Z2可调
RL
Impedance（
）
50
65.804
113.975
150
Frequency（GHz）
3
3
3
3
ElectricalLength（deg）
90
90
90
90
PhysicalWidth（mm）
1.8986
1.1523
0.28686
0.10292
PhysicalLength（mm）
13.254
13.547
14.103
14.314
（2）.调谐后的原理图：
3.3支节变换器
（1）.利用式（4）算得Z1=57.360Ω，Z2=86.603Ω，Z3=130.753Ω，利用TXLine计算各微带线参数，如下表：
微带线
Z0
Z1可调
Z2可调
Z3可调
RL
Impedance（
）
50
57.360
86.603
130.753
150
Frequency（GHz）
3
3
3
3
3
ElectricalLength（deg）
90
90
90
90
90
PhysicalWidth（mm）
1.8986
1.4946
0.62801
0.17822
0.10292
PhysicalLength（mm）
13.254
13.4
13.83
14.216
14.314
（2）.调谐后的原理图：
4.切比雪夫（Chebyshev）阻抗变换器
（1）.利用式（5），算得R=150/50=3；式（6），算得𝜌𝑚=1+0.11−0.1=1.222，取𝜌𝑚=1。
参照课本附录6给出的切比雪夫阻抗变换器的设计表格，易知：
归一化的𝑧1=1.24988，𝑧2=√𝑅=√3，𝑧3=𝑅/𝑍1=3/1.24988，则实际阻抗为𝑍1=𝑧1𝑍0=62.494𝛺，𝑍2=𝑧2𝑍0=86.603𝛺，𝑍3=𝑧3𝑍0=120.012𝛺。
（2）.利用TXLine计算各微带线参数，如下表：
微带线
Z0
Z1可调
Z2可调
Z3可调
RL
Impedance（
）
50
62.494
86.603
120.012
150
Frequency（GHz）
3
3
3
3
3
ElectricalLength（deg）
90
90
90
90
90
PhysicalWidth（mm）
1.8986
1.2742
0.62801
0.24173
0.10292
PhysicalLength（mm）
13.254
13.492
13.83
14.216
14.314
（3）.调谐后的原理图：
调谐后的S参数（与3支节画在一起，可以比较）：
可以看出：
多级变换器比单节变换器能够提供更宽的有效带宽，且节数越多，带宽越宽。
切比雪夫变换器比二项式变换器的带宽有明显增加，但是二项式带内平坦度较好。
5.波节点、波腹点
（1）.计算归一化负载阻抗和反射系数，将负载反射系数标注在Smith圆图上，在Smith圆图上标出波节点和波腹点，分别以实部虚部、幅度角度方式显示：
波节点：
电长度𝐿𝑀=（180°−33.69°）/2=73.155°，驻波比𝜌=1+|𝛤|1−|𝛤|=2.333，𝑍1=𝑍0√1/𝜌=32.735𝛺
波腹点：
电长度𝐿𝑁=（360°−33.69°）/2=163.155°，驻波比𝜌=1+|𝛤|1−|𝛤|=2.333，𝑍1=𝑍0√𝜌=76.371𝛺
（2）.利用TXLine计算各微带线参数，如下表：
节点
波节点
波腹点
微带线
Z0可调
Z1
Z1可调
Z0
Impedance（
）
32.735
50
76.371
50
Frequency（GHz）
3
3
3
3
ElectricalLength（deg）
90
73.155（
）
90
163.155（
）
PhysicalWidth（mm）
3.6269
1.899
0.8433
1.8986
PhysicalLength（mm）
12.83
10.74
13.705
24.027
（3）.调谐后的波节点、波腹点原理图：
调谐后的S参数：
实验六功率分配器
实验目的
1.掌握功率分配器的工作原理和分析方法；
2.掌握微带线功率分配器的设计和仿真。
实验原理
功分器是一种功率分配元件，它是将输入功率分成相等或不相等的几路功率，当然也可以将几路功率合成，而成为功率合成元件。
在电路中常用到微带功分器，其基本原理和设计公式如下：
图表1二路功分器
图1是二路功分器的原理图。
图中输入线的特性组抗为
两路分支线的特性阻抗分别为
和
，线长为
，
为中心频率时的带内波长。
图中
为负载阻抗，R为隔离阻抗。
对功分器的要求是：
两输出口2和3的功率按一定比例分配，并且两口之间相互隔离，当两口接匹配负载时，1口无反射。
下面根据上述要求，确定
，
及R的计算公式。
设2口、3口的输出功率分别为，对应的电压为.根据对功分器的要求，则有：
P3=K2P2
|V3|2/R3=K2|V2|2/R2
式中K为比例系数。
为了使在正常工作时，隔离电阻R上不流过电流，则应
V3=V2于是得R2=K2R3
若取R2=KZ0
则R3=Z0/K
因为分支线长为λe0/4，故在1口处的输入阻抗为：
Zin2=Z022/R2
Zin3=Z032/R3
为使1口无反射，则两分支线在1处的总输入阻抗应等于引出线的
，即
Y0=1/Z0=R2/Z022+R3/Z032
若电路无损耗，则
|V1|2/Zin3=k2|V1|2/Zin2
式中V1为1口处的电压
所以Zin=K2Z03
Z02=Z0[（1+K2）/K3]0.5
Z03=Z0[（1+K2）K]0.5
下面确定隔离电阻R的计算式。
跨接在端口2、3间的电阻R，是为了得到2、3口之间互相隔离得作用。
当信号1口输入，2、3口接负载电阻时，2、3两口等电位，故电阻R没有电流流过，相当于R不起作用；而当2口或3口得外接负载不等于R2或R3时，负载有反射，这时为使2、3两端口彼此隔离，R必有确定的值，经计算R=Z0（1+K2）/K
图1中两路线带之间的距离不宜过大，一般取2～3带条宽度。
这样可使跨接在两带线之间的寄生效应尽量减小。
实验内容
设计仿真一个两路微带功分器。
已知：
端口特性阻抗：
𝑍0=50𝛺，功分比：
𝑘2=1.5，介质基片：
𝜀𝑟=4.6，𝐻=1𝑚𝑚，导体厚度𝑇远小于介质基片厚度𝐻。
指标如下：
当中心频率2GHz，相对带宽为20%时，
（1）两端输出的功分比（|𝑆31𝑆21|2）为1.495~1.505（即两端口的传输功率|𝑆31|和|𝑆21|相差10𝑙𝑔1.495~10𝑙𝑔1.505，也即𝟏.𝟕𝟒𝟔𝟒𝟏𝟗~𝟏.𝟕𝟕𝟓𝟑𝟔𝟓𝒅𝑩）；
（2）两输出端口的隔离度（20𝑙𝑔|𝑆32|）不小于25dB。
实验步骤
（1）.根据已知条件利用上述公式计算各电阻及阻抗值。
（2）.利用TXLine计算相应微带线的长度及宽度。
建立一个新项目，选择单位和项目频率1.8~2.2GHz。
（3）.输入原理图，根据微带线的不均匀性，选择适当模型。
注意：
用两段微带线与电阻R的两端相连接，微带线的阻抗特性与R一致，其宽度由R决定，长度可以调节。
（4）.添加测量，测量输入端口到两个输出端口的传输系数以及隔离度。
（5）.仿真分析。
（6）.调谐元件参数。
实验仿真
1.功分比𝒌𝟐=𝟏.𝟓
（1）.按照指标要求用公式计算各阻抗值。
计算结果：
𝑹𝟐=61.237𝛺，𝑹𝟑=40.825𝛺，𝒁𝟎𝟐=87.491𝛺，𝒁𝟎𝟑=58.327𝛺，𝑹=102.062𝛺，𝒁𝟎𝟒=55.334𝛺，𝒁𝟎𝟓=45.180𝛺
（2）.再由TXLine算得其对应的微带线参数。
𝒁𝟎𝟐=87.491𝛺W=0.60617mm，L=20.83mm
𝒁𝟎𝟑=58.327𝛺W=1.4371mm，L=20.213mm
𝑹=102.062𝛺W=0.40064mm，L=21.033mm
𝒁𝟎𝟒=55.334𝛺W=1.5804mm，L=20.13mm
𝒁𝟎𝟓=45.180𝛺W=2.2223mm，L=19.818mm
𝒁𝟎=50𝛺W=1.8825mm，L=19.972mm
（3）.先设计TL1，TL4，TL11，TL2，TL5：
TL1，TL4，TL11应该与𝒁𝟎匹配：
W=1.8825mm，L=19.972mm
TL2为𝒁𝟎𝟒：
W=2.2223mm，L=19.818mm
TL5为𝒁𝟎𝟓：
W=2.2223mm，L=19.818mm
（4）.以下设计TL3，TL6，TL9，TL10：
TL3加上TL9为𝒁𝟎𝟐，所以W3=W9=0.60617mm，L3+L9=LZ02=20.83mm
TL4加上TL10为𝑍03，所以W4=W10=1.4371mm，L6+L10=LZ03=20.213mm
又因为两路带线之间的距离不宜过大,一般取2~4带条宽度（对应特征阻抗𝒁𝟎𝟒，𝒁𝟎𝟓较宽的带条宽度，这里带条宽度为W5=2.2223mm），且宽度相等（即L3=L6），设电阻的长度为3mm。
（5）.以下设计TL7，TL8：
因为TL7和TL8的宽度要与𝑹=𝟏𝟎𝟐.𝟎𝟔𝟐𝜴匹配（即W7=W8=WR），并且电阻R的长度加TL7、TL8的长度之和等于TL9，TL10长度之和，即R+L7+L8=L3+L6。
（6）.由于图中变量很多，且相互约束，为了减少调谐时的麻烦，采用全局变量的方法，全局变量申明为：
设L3=L6=X，L7=Y1，L8=Y2，L9=a，L10=b。
（7）.调谐后的各参数：
TL9：
W9=0.60617mm，L9=2.87mm；
TL10:
W10=1.4371mm，L10=2.253mm；
TL3：
W3=0.60617mm，L3=17.96mm；
TL6：
W4=3.989mm，L4=17.96mm；
TL7：
W7=0.40064mm，L7=0.6488mm；
TL8：
W8=0.40064mm，L8=1.474mm；
且（𝑳𝟗+𝑳𝟏𝟎）/𝑾𝟓=𝟐.𝟑𝟎𝟓，在2~4倍之间，在符合要求。
（8）.调谐后的原理图：
（9）.调谐后的S参数：
可以看出：
在2Ghz时，S[2,1]，S[3,1]的差为1.774dB，在𝟏.𝟕𝟒𝟔𝟒𝟏𝟗~𝟏.𝟕𝟕𝟓𝟑𝟔𝟓𝒅𝑩之间，隔离度S[3,2]都不小于25dB，符合要求。
2.功分比𝒌𝟐=𝟏
同上述原理：
（1）.按照指标要求用公式计算各阻抗值及其对应的微带线参数：
𝑹𝟐=𝑹𝟑=50𝛺
𝒁𝟎𝟐=70.71𝛺W=0.98629mm，L=20.515mm
𝒁𝟎𝟑=70.71𝛺W=0.98629mm，L=20.515mm
𝑹=100𝛺W=0.42472mm，L=21.007mm
𝒁𝟎𝟒=50𝛺W=1.8825mm，L=19.972mm
𝒁𝟎𝟓=50𝛺W=1.8825mm，L=19.972mm
𝒁𝟎=50𝛺W=1.8825mm，L=19.972mm
（2）.调谐后的各微带线参数：
TL1，TL4，TL11与𝒁𝟎匹配：
W=1.8825mm，L=19.972mm
TL2：
W2=1.8825mm，L2=19.972mm
TL5：
W5=1.8825mm，L5=19.972mm；
TL9：
W9=0.98629mm，L9=2.495mm；
TL10：
W10=0.98629mm，L10=2.495mm；
TL3：
W3=0.98629mm，L3=18.02mm；
TL6：
W4=0.98629mm，L4=18.02mm；
TL7：
W7=0.42472mm，L7=0.507mm；
TL8：
W8=0.42472mm，L8=1.483mm；
且（𝑳𝟗+𝑳𝟏𝟎）/𝑾𝟓=𝟐.𝟔𝟓𝟏，在2~4倍之间，在符合要求。
（3）.全局变量申明：
（4）.调谐后的原理图：
（5）.调谐后的S参数：
可以看出：
两个输出端口的功率（S[2,1]，S[3,1]）相等，即当功分比𝒌𝟐=𝟏时，上述功分器变为等分功分器，它将输入功率分成相等的两路，与理论结果一致。
且隔离度S[3,2]都不小于25dB，符合要求。
心得体会
通过几次课上的微波实验，完成了实验内容，虽然过程中遇到很多困难，但是收获很大。
本次实验完成了单双直接支节匹配、微带多节阻抗匹配和微带公分器进行了复习和上机操作，加深了理解。
实验过程中，开始由于对元器件不熟悉，经常添加错误元器件的类型，导致结果不正确，例如把短路线用成了开路线，在做双枝节匹配时，由于理论知识遗忘了很多，导致实验做了好久，不过也正是这样，我才真正掌握了理论知识，实现匹配时，需要耐心调节微带线的参数，使实验结果符合指标，最后一个微带功分器，理论课上没有讲，我自学了相关内容，然后完成实验，锻炼了自己的自学能力。
实验的完成离不开老师的帮助，老师为我解决了很多理论和操作上的疑问，十分感谢老师。
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