北邮微波实验报告.docx

1、北邮微波实验报告北邮微波实验报告信息与通信工程学院电磁场与微波技术实验报告姓名班级学号班内序号李亚东2011211116201121046622实验二 微带分支线匹配器实验目的1熟悉支节匹配器的匹配原理2了解微带线的工作原理和实际应用3掌握Smith图解法设计微带线匹配网络实验原理1.支节匹配器 支节匹配器是在主传输线上并联适当的电纳（或者串联适当的电抗），用附加的反射来抵消主传输线上原来的反射波，以达到匹配的目的。单支节匹配器：调谐时，主要有两个可调参量：距离d和分支线的长度l。匹配的基本思想是选择d，使其在距离负载d处向主线看去的导纳Y是𝑌0+𝑗Ү

2、61; 形式，即𝑌=𝑌0+𝑗𝐵 ，其中𝑌0=1/𝑍0 。并联开路或短路分支线的作用是抵消Y的电纳各端口，完成原理图，并且将项目的频率改为1.82.2GHz。6添加矩形图，添加测量，点击分析，测量输入端的反射系数幅值。7同理设计双枝节匹配网络，重复上面的步骤。仿真调测单支节1根据已知计算出各参量。写入Output Equations。zl为归一化负载阻抗；zin为归一化输入阻抗；Tl为负载处反射系数；Tin 为输入端反射系数；b为以0.01为步长扫描02*PI； R为阻抗处等反射系数圆；Rp为匹配圆；

3、Rj为大圆。2将归一化阻抗和负载阻抗所在位置分别标在smith圆上图表1以实部虚部方式显示图表2以幅度角度方式显示绘制步骤：将归一化输入阻抗和负载阻抗所在位置标在导纳圆图上从负载阻抗处沿等反射系数圆向源旋转，交匹配圆一点，由此确定单支节传输线阻抗为-0.531245*j，取此经历的电长度为分支线与负载的距离d=198.81*半波长在导纳圆图上标出该点位置，从开路点出发向源方向旋转到标识位置，取此经历的电长度为分支线的长度l=303.93*半波长3设计单枝节匹配网络，在图上确定分支线与负载的距离以及分支线的长度，根据给定的介质基片、特性阻抗和频率用TXLINE计算微带线物理长度和宽度。4画出原理

4、图。注意微带分支线处的不均匀性所引起的影响，选择适当的模型。调谐后的电路图为：45添加矩形图，添加测量，测量输入端的反射系数幅值。双支节1根据已知计算出各参量。写入Output Equations。2画出Smith原图。绘图步骤：根据两枝节间隔长度为1/8波长，绘出辅助圆位置在图中标出负载处位置，沿等反射系数圆向源方向旋转180度，该点为y1点从y1点沿等电导圆旋转，交辅助圆于y1点，通过y1点导纳值减去y1点导纳值得到第一个枝节的阻抗值。在图中标出该阻抗值点，从开路点向源方向旋转到标出的阻抗值点，经过的电长度为第一枝节的长度。从y1点沿等反射系数圆向源方向旋转，交匹配圆于y2点，1-y2的阻

5、抗值为第二枝节的阻抗值，在图中标出该阻抗点，从开路点向源方向旋转到该点，经过的电长度为第二枝节的长度3画出原理图。调谐后的原理图为：得到调谐后矩形图：实验三 微带多节阻抗变阻器实验目的1.掌握微带多节阻抗变阻器的工作原理2.掌握微带多节阻抗变阻器的设计和仿真实验原理变阻器是一种阻抗变换元件，它可以接于不同数值的电源内阻和负载电阻之间，将两者起一相互变换作用获得匹配，以保证最大功率的功率：此外，在微带电路中，将两不同特性阻抗的微带线连接在一起时为了避免线间反射，也应在两者之间加变阻器。 单节/4变阻器是一种简单而有用的电路，其缺点是频带太窄。为了获得较宽的频带，常采用多节阻抗变换器。如下图所示，

6、多节变阻器的每节电长度均为；为各节的特性阻抗，为负载阻抗，并假设Zn+1Zn,Z2Z1，Z1Z0。其中iz i/z i-1 i=(i-1)/(i-1+1) 在上图中，变阻器的阻抗由Z0变到Zn+1，对Z0归一化，即由z00变到zn+1R，R即为阻抗变换比。其中1，2n+1为相邻两传输线段连接处的驻波比。根据微波技术的基本原理，其值等于大的特性阻抗对小的特性阻抗之比。1，2，n+1则为连接处的反射系数，为了使设计简单，往往取多节变阻器具有对称结构，即使变阻器前后对称位置跳变点的反射系数相等，1n+1,2=n。定义下列公式为变阻器的相对带宽和中心波长：其中 和 分别为频带边界的传输线波长， 为传输

7、线中心波长，D为相对带宽。实验内容设计仿真等波纹型微带多节变阻器。给定指标：在2GHZ-6GHZ的频率范围内，阻抗从50欧变为10欧，驻波比不应超过1.15，介质基片H=1mm，在此频率范围内色散效应可忽略。实验步骤（1）. 对于纯电阻负载，根据已知条件，算出单节和多节传输线的特性阻抗、相对带宽。（2）. 根据各节特性阻抗，利用TXLine计算相应的微带线的长度和宽度。每段变阻器的长度为四分之一波长（在中心频率），即𝑙=𝜆𝑔0/4。（3）. 对于复数负载𝑍𝐿 ，根据负载阻抗𝑍𝐿 、特

8、性阻抗𝑍0 ，计算归一化负载阻抗和反射系数，将负载反射系数标注在Smith圆图上，从负载点沿等驻波系数圆向源方向旋转，与Smith圆图左、右半实轴交点，旋转过的电长度𝐿𝑀、𝐿𝑁 ，计算变换器的特性阻抗。（4）. 根据传输线的特性阻抗，利用TXLine计算相应微带线的长度及宽度，以及对应电长度𝐿𝑀、𝐿𝑁 的微带线长度。（5）. 设计并完成原理图。（6）. 添加并测试Rectangular图。（7）. 调谐电路元件参数，使反射系数幅值在中心频率3GHz处最

9、低。（8）. 对于纯电阻负载，上述指标不变，采用3节切比雪夫变阻器重新设计上述阻抗变换器。五、 实验仿真1. 单节变换器（1）. 利用式（1）算得Z1=86.603，利用TXLine计算各微带线参数，如下表：微带线Z0Z1可调RLImpedance()5086.603150Frequency(GHz)333Electrical Length（deg）909090Physical Width（mm）1.89860.628010.10292Physical Length（mm）13.25413.8314.314（2）. 调谐后的原理图：2. 2支节变换器（1）. 利用式（4）算得Z1=65.804

10、，Z2=113.975，利用TXLine计算各微带线参数，如下表：微带线Z0Z1可调Z2可调RLImpedance()5065.804113.975150Frequency(GHz)3333Electrical Length（deg）90909090Physical Width（mm）1.89861.15230.286860.10292Physical Length（mm）13.25413.54714.10314.314（2）. 调谐后的原理图：3. 3支节变换器（1）. 利用式（4）算得Z1=57.360，Z2=86.603，Z3=130.753，利用TXLine计算各微带线参数，如下表：微

11、带线Z0Z1可调Z2可调Z3可调RLImpedance()5057.36086.603130.753150Frequency(GHz)33333Electrical Length（deg）9090909090Physical Width（mm）1.89861.49460.628010.178220.10292Physical Length（mm）13.25413.413.8314.21614.314（2）. 调谐后的原理图：4. 切比雪夫（Chebyshev）阻抗变换器（1）. 利用式（5），算得R=150/50=3；式（6），算得𝜌𝑚 = 1+0.1 10.1

12、 = 1.222，取𝜌𝑚 = 1。参照课本附录6给出的切比雪夫阻抗变换器的设计表格，易知：归一化的𝑧1 = 1.24988，𝑧2 = 𝑅 = 3，𝑧3 = 𝑅/ 𝑍1 = 3/1.24988 ，则实际阻抗为𝑍1 = 𝑧1 𝑍0 = 62.494𝛺，𝑍2 = 𝑧2 𝑍0 = 86.603𝛺，𝑍3 = 𝑧3

13、19885;0 = 120.012𝛺。（2）. 利用TXLine计算各微带线参数，如下表：微带线Z0Z1可调Z2可调Z3可调RLImpedance()5062.49486.603120.012150Frequency(GHz)33333Electrical Length（deg）9090909090Physical Width（mm）1.89861.27420.628010.241730.10292Physical Length（mm）13.25413.49213.8314.21614.314（3）. 调谐后的原理图：调谐后的S参数（与3支节画在一起，可以比较）：可以看出：多级

14、变换器比单节变换器能够提供更宽的有效带宽，且节数越多，带宽越宽。切比雪夫变换器比二项式变换器的带宽有明显增加，但是二项式带内平坦度较好。5. 波节点、波腹点（1）. 计算归一化负载阻抗和反射系数，将负载反射系数标注在Smith圆图上，在Smith圆图上标出波节点和波腹点，分别以实部虚部、幅度角度方式显示：波节点：电长度𝐿𝑀 = （180 33.69）/2 = 73.155，驻波比𝜌 = 1+|𝛤| 1|𝛤| = 2.333，𝑍1 = 𝑍01/𝜌 = 32.735

15、20570; 波腹点：电长度𝐿𝑁 = (360 33.69)/2 = 163.155，驻波比𝜌 = 1+|𝛤| 1|𝛤| = 2.333，𝑍1 = 𝑍0𝜌 = 76.371𝛺（2）. 利用TXLine计算各微带线参数，如下表：节点波节点波腹点微带线Z0可调Z1Z1可调Z0Impedance()32.7355076.37150Frequency(GHz)3333Electrical Length（deg）9073.155（）90163.155()Phys

16、ical Width（mm）3.62691.8990.84331.8986Physical Length（mm）12.8310.7413.70524.027（3）. 调谐后的波节点、波腹点原理图：调谐后的S参数：实验六 功率分配器实验目的1. 掌握功率分配器的工作原理和分析方法；2. 掌握微带线功率分配器的设计和仿真。实验原理功分器是一种功率分配元件，它是将输入功率分成相等或不相等的几路功率，当然也可以将几路功率合成，而成为功率合成元件。在电路中常用到微带功分器，其基本原理和设计公式如下：图表 1 二路功分器图1是二路功分器的原理图。图中输入线的特性组抗为 ,两路分支线的特性阻抗分别为和，线长

17、为，为中心频率时的带内波长。图中为负载阻抗，R为隔离阻抗。对功分器的要求是：两输出口2和3的功率按一定比例分配，并且两口之间相互隔离，当两口接匹配负载时，1口无反射。下面根据上述要求，确定， 及R的计算公式。设2口、3口的输出功率分别为 ，对应的电压为 .根据对功分器的要求，则有： P3=K2P2|V3|2/R3=K2|V2|2/R2式中K为比例系数。为了使在正常工作时，隔离电阻R上不流过电流，则应 V3=V2 于是得 R2=K2R3若取 R2=KZ0则 R3=Z0/K因为分支线长为e0/4，故在1口处的输入阻抗为： Zin2=Z022/R2 Zin3=Z032/R3为使1口无反射，则两分支线

18、在1处的总输入阻抗应等于引出线的，即 Y0=1/Z0=R2/Z022+R3/Z032若电路无损耗，则 |V1|2/Zin3=k2|V1|2/Zin2式中V1为1口处的电压所以 Zin=K2Z03 Z02=Z0(1+K2)/K30.5 Z03=Z0(1+K2)K0.5下面确定隔离电阻R的计算式。跨接在端口2、3间的电阻R，是为了得到2、3口之间互相隔离得作用。当信号1口输入，2、3口接负载电阻 时，2、3两口等电位，故电阻R没有电流流过，相当于R不起作用；而当2口或3口得外接负载不等于R2或R3时，负载有反射，这时为使2、3两端口彼此隔离，R必有确定的值，经计算R=Z0(1+K2)/K图1中两路

19、线带之间的距离不宜过大，一般取23带条宽度。这样可使跨接在两带线之间的寄生效应尽量减小。实验内容设计仿真一个两路微带功分器。已知：端口特性阻抗：𝑍0= 50 𝛺 ，功分比：𝑘2=1.5 ，介质基片：𝜀𝑟=4.6，𝐻=1𝑚𝑚，导体厚度𝑇 远小于介质基片厚度𝐻。指标如下：当中心频率2GHz，相对带宽为20%时，（1）两端输出的功分比（|𝑆31𝑆21|2）为1.4951.505（即两端口的传输功率|Ү

20、78;31|和|𝑆21|相差10𝑙𝑔1.49510𝑙𝑔1.505，也即𝟏.𝟕𝟒𝟔𝟒𝟏𝟗𝟏.𝟕𝟕𝟓𝟑𝟔𝟓𝒅𝑩）；（2）两输出端口的隔离度（20𝑙𝑔|𝑆32|）不小于25dB。实验步骤（1）. 根据已知条件利用上述公式计

21、算各电阻及阻抗值。（2）. 利用TXLine计算相应微带线的长度及宽度。建立一个新项目，选择单位和项目频率1.82.2GHz。（3）. 输入原理图，根据微带线的不均匀性，选择适当模型。注意：用两段微带线与电阻R的两端相连接，微带线的阻抗特性与R一致，其宽度由R决定，长度可以调节。（4）. 添加测量，测量输入端口到两个输出端口的传输系数以及隔离度。（5）. 仿真分析。（6）. 调谐元件参数。实验仿真1.功分比𝒌𝟐=𝟏.𝟓（1）. 按照指标要求用公式计算各阻抗值。计算结果：𝑹𝟐=61.237 x

22、570;，𝑹𝟑=40.825 𝛺，𝒁𝟎𝟐=87.491 𝛺，𝒁𝟎𝟑=58.327 𝛺，𝑹=102.062 𝛺，𝒁𝟎𝟒=55.334 𝛺，𝒁𝟎𝟓= 45.180 𝛺（2）. 再由TXLine算得其对应的微带线参数。𝒁𝟎𝟐

23、;=87.491 𝛺 W=0.60617mm，L=20.83mm𝒁𝟎𝟑=58.327 𝛺 W=1.4371mm，L=20.213mm𝑹=102.062 𝛺 W=0.40064mm，L=21.033mm𝒁𝟎𝟒=55.334 𝛺 W=1.5804mm，L=20.13mm𝒁𝟎𝟓= 45.180 𝛺 W=2.2223mm，L=19.818mm𝒁

24、20782;= 50 𝛺 W=1.8825mm，L=19.972mm（3）. 先设计TL1，TL4，TL11，TL2，TL5：TL1，TL4，TL11应该与𝒁𝟎 匹配：W=1.8825mm，L=19.972mmTL2为𝒁𝟎𝟒 ：W=2.2223mm，L=19.818mmTL5为𝒁𝟎𝟓 ：W=2.2223mm，L=19.818mm（4）. 以下设计TL3，TL6，TL9，TL10：TL3加上TL9为𝒁𝟎𝟐

25、，所以W3=W9=0.60617mm，L3+L9=LZ02=20.83mmTL4加上TL10为𝑍03 ，所以W4=W10=1.4371mm ，L6+L10=LZ03=20.213mm又因为两路带线之间的距离不宜过大,一般取24带条宽度（对应特征阻抗𝒁𝟎𝟒 ，𝒁𝟎𝟓 较宽的带条宽度，这里带条宽度为W5=2.2223mm），且宽度相等（即L3=L6），设电阻的长度为3mm。（5）. 以下设计TL7，TL8：因为TL7和TL8的宽度要与𝑹 = 𝟏ҷ

26、82;𝟐. 𝟎𝟔𝟐 𝜴 匹配（即W7=W8=WR），并且电阻R的长度加TL7、TL8的长度之和等于TL9，TL10长度之和，即R+L7+L8=L3+L6。（6）. 由于图中变量很多，且相互约束，为了减少调谐时的麻烦，采用全局变量的方法，全局变量申明为：设L3=L6=X，L7=Y1，L8=Y2，L9=a，L10=b。（7）. 调谐后的各参数：TL9：W9=0.60617mm，L9=2.87mm；TL10: W10= 1.4371mm，L10=2.253mm；TL3：W3=0.60617mm，L3=17.96mm；TL

27、6：W4=3.989mm，L4=17.96mm；TL7：W7=0.40064mm ，L7=0.6488mm；TL8：W8=0.40064mm，L8=1.474mm；且（𝑳𝟗 + 𝑳𝟏𝟎）/𝑾𝟓 = 𝟐. 𝟑𝟎𝟓，在24倍之间，在符合要求。（8）. 调谐后的原理图：（9）. 调谐后的S参数：可以看出：在2Ghz时，S2,1，S3,1的差为1.774dB，在𝟏. 𝟕𝟒x

28、788;𝟒𝟏𝟗𝟏. 𝟕𝟕𝟓𝟑𝟔𝟓𝒅𝑩 之间，隔离度S3,2都不小于25dB，符合要求。2. 功分比𝒌𝟐 = 𝟏 同上述原理：（1）. 按照指标要求用公式计算各阻抗值及其对应的微带线参数：𝑹𝟐 = 𝑹𝟑 = 50 𝛺 𝒁𝟎𝟐 = 70

29、.71 𝛺 W=0.98629mm，L=20.515mm𝒁𝟎𝟑 = 70.71 𝛺 W=0.98629mm，L=20.515mm𝑹 = 100 𝛺 W=0.42472mm，L=21.007mm𝒁𝟎𝟒 = 50 𝛺 W=1.8825mm，L=19.972mm𝒁𝟎𝟓 = 50 𝛺 W=1.8825mm ，L=19.972mm𝒁𝟎

30、= 50 𝛺 W=1.8825mm，L=19.972mm（2）. 调谐后的各微带线参数：TL1，TL4，TL11与𝒁𝟎 匹配：W=1.8825mm，L=19.972mmTL2：W2=1.8825mm，L2=19.972mmTL5：W5=1.8825mm，L5=19.972mm；TL9：W9=0.98629mm，L9=2.495mm；TL10：W10= 0.98629mm，L10=2.495mm；TL3：W3=0.98629mm，L3=18.02mm；TL6：W4=0.98629mm，L4=18.02mm；TL7：W7=0.42472mm，L7=0

31、.507mm；TL8：W8=0.42472mm，L8=1.483mm；且（𝑳𝟗 + 𝑳𝟏𝟎）/𝑾𝟓 = 𝟐. 𝟔𝟓𝟏，在24倍之间，在符合要求。（3）. 全局变量申明：（4）. 调谐后的原理图：（5）. 调谐后的S参数：可以看出：两个输出端口的功率（S2,1，S3,1）相等，即当功分比𝒌𝟐 = 𝟏 时，上述功分器变为等分功分器，它将输入功率分成相等的两路，与理论结果一致。且

32、隔离度S3,2都不小于25dB，符合要求。心得体会通过几次课上的微波实验，完成了实验内容，虽然过程中遇到很多困难，但是收获很大。本次实验完成了单双直接支节匹配、微带多节阻抗匹配和微带公分器进行了复习和上机操作，加深了理解。实验过程中，开始由于对元器件不熟悉，经常添加错误元器件的类型，导致结果不正确，例如把短路线用成了开路线，在做双枝节匹配时，由于理论知识遗忘了很多，导致实验做了好久，不过也正是这样，我才真正掌握了理论知识，实现匹配时，需要耐心调节微带线的参数，使实验结果符合指标，最后一个微带功分器，理论课上没有讲，我自学了相关内容，然后完成实验，锻炼了自己的自学能力。实验的完成离不开老师的帮助，老师为我解决了很多理论和操作上的疑问，十分感谢老师。