开关电源比赛报告BY 黄睿.docx

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开关电源比赛报告BY黄睿

2015年“创新杯”大学生电子设计竞赛

数控稳压电源（C题）

【本科组】

2015年5月15日

摘要

可编程任意电源就是某些功能或参数可以通过计算机软件编程控制的电源。

比如设置输出电压是多少，最大输出电流是多少，超过这个值则不能正常供电等等。

例如，当超过最大输出电压的时候为恒流输出，当超过最大输出电流的时候，电源就变成了稳压源等等。

“可编程”的意思是电源内部主要功能通过上位机设定状态字实现可控，大部分的电源是通过串口连接的。

可通过通讯规约，设定“最大电流、最大电压、最大功率、实际电压”等等。

可编程任意电源的主要指标是编程时间，编程精度，编程分辨率等等。

本题“数控稳压电源”，虽不是真正意义上的可编程电源，但可以说是常规稳压电源和可编程电源之间的过渡产物。

常规的稳压电源由于使用上的调解节参数的繁琐，和数控稳压电源相比，使用体验就和使用普通指针万用表的感受和用数字万用表的感受一样明显。

数控稳压电源（C题）

【本科组】

1系统方案

1.1开关电源拓扑的论证与选择

本系统主要由主开关电源模块、闭环控制模块、微处理器模块、电源模块组成，下面分别论证这几个模块的选择。

方案一：

常规不隔离式BUCK变换器并采取同步整流作为整流方案

上图为常规buck电路（虽然我没选用该拓扑，但是我的拓扑里面包含了此拓扑，所以关于它的理论分析将在后面分析我选用的拓扑时给出），说简单了就是用一个LC缓冲网络将能突变电压激励信号（PWM信号-----脉宽调制信号）提取出它的平均值；也可以说是用一个LC低通滤波器对PWM波进行滤波。

这种结构由于是不隔离拓扑，效率很高。

然而常规buck电路有一个致命缺陷就是，一旦开关管S出现击穿，输出电压将为电源电压。

对于非常昂贵的设备来说，是不允许这种事故的发生的。

正是因为这种原因，常规buck一般用于电压非常非常低，电流非常非常大的领域，最典型的应用是电脑主板的CPU供电.CPU供电系统是用多相同步buck将12V电压降压到1.2V左右，40A-60A的处理器所需的电源环境。

由于多相同步整流buck与这里说的buck相比具有一些控制上的优势，可以很大程度上避免我刚刚说的事故的发生。

常规buck要求上管S为NMOS管高位驱动，而且该NMOS的栅源电压要想维持在足够的值具有一定的难度（源极电位为波动电位）。

虽然目前基于自举电路的桥式驱动芯片非常多，比如说IR2110，然而我依然不愿意在非多相控制领域使用buck结构。

因为这个数控电源的定位不应该是只有高效率，应该还要保证出故障的时候别搞坏昂贵的用电器。

【也就是说，对于用户来说，可能宁可稍微多费一点电费也不希望自己的价格远高于电费多得多的设备被损坏】

常规buck目前主要应用于低压（15V以下）降压到超低压（2V或以下）的领域。

原因也是很明显的，由于常规buck的峰值电流依然由MOS管S承担，这个拓扑本身并不能扩大峰值电流，又因为耐压稍高的MOS管的内阻就大得多（由几毫欧级别上升到几十毫欧级别），所以这也阻碍了传统buck在高输入电压的降压变换器中的应用。

方案二：

反激式变换器

反激变换器是完全利用电感储能来工作的开关电源拓扑，控制简单，然而并未被我采用的原因是由于这种拓扑难以将功率做大，而且纹波是非常非常大的（buck电路可以工作在连续工作模式，而反激变换器永远工作在不连续状态）

从这里就可以看出，反激变换器输出电压的“质量”太差了。

如果把buck电路输出的电压比喻为丝绸，那么反激变换器输出的电压就是粗布。

高端的用电器特别是一些高端的上千元的开发板都是要吃精粮的主，它们是无法忍受反激变换器那布满毛刺的输出电压的，频率高达MHZ级别的谐波频率和几十KHZ几百KHZ的工作纹波都有可能让微处理器的运行受到严重干扰，俗话说好马配好鞍，反激变换器生来就不是那个好鞍。

方案三：

推挽式变换器作为前级隔离，后级采用buck结构。

相对其他拓扑来说，推挽的开关管容易驱动，都是共地的；电压利用率最高，初级绕组承受的就是电源电压，而且呢，实质上属于一个DC电流轮流流过绕向不同的两个线圈去激励一个AC电流流过一个线圈就能激励出的交变磁场，整个结构属于一个变压器，变压器嘛，看上去比较亲切（后面将论述变压器相对LC低通滤波器缓冲网络在降压领域各自的优势）。

如果我们把buck电路图中的PWM激励源换成了上图脉冲变压器的次级绕组，那么就出现了一种混合体，它既有buck电路的优点，也有变压器降压的优点。

这也正是本制作中将选用的结构。

综合以上三种方案，选择方案三。

1.2电压电流反馈电路的论证与选择

方案一：

电压闭环用线性光耦反馈，电流闭环用康铜丝采样电阻

光电耦合器具有隔离强电弱电的作用，是一种在开关电源领域常见的闭环反馈模式，然而我们的这个开关电源输入电压最高20V，故完全没必要用这种方式（反而还增加反馈不精确的问题）。

电流闭环采用康铜丝，康铜丝电流采样电阻的阻值仅仅15毫欧姆，流过1A仅仅15mv压降。

采集毫安级别的电流，就必须用专用的仪表放大器，以及需要具备相关的仪表放大器的知识，一些失调电流等参数在这种场合显得影响比较大。

方案二：

电压闭环直接用电阻分压器采集输出电压得到；电流闭环用高频电流互感器

电压闭环直接用电阻分压器得到，精度上有保证；

在这里电流闭环的电流互感器必须串联在滤波电感上，然而获得的仅仅是交流分量（滤波电感包含的最多的是直流成分，交流成分就是我们讨厌的“纹波”），由于这种方法完全错误，所以该方案完全不可行。

方案三：

电压闭环直接用电阻分压器采集输出电压得到，电流闭环用霍尔式电流传感器得到反馈值

电压闭环直接用电阻分压器得到，精度有保证；

霍尔式电流传感器：

霍尔元件对磁场的敏感度较高，在选用磁导率比较高的磁环的情况下，初级匝数绕很少的情况下，对比较小的电流也能比较灵敏地传感到；

对于很大的电流，可以降低匝数来降低敏感度来进行检测；

这种方案相对康铜丝来说，更容易被测量，而且在很大电流的情况下不会产生很大的损耗。

霍尔式电流传感器是近年来的新的电流检测技术，在这里，我是使用一个废旧的高频变压器的EI铁氧体经过切割气隙等步骤，制成了一个“霍尔式电流传感器”

高频变压器的EI铁氧体预留了气隙，但是依然不够大，用砂轮机将气隙扩大直到能容纳霍尔元件。

将霍尔元件插入气隙，并用热熔胶固定好，也确保了绝缘。

霍尔元件VCC接5V情况下，铁氧体绕组输入电流0A情况下的霍尔输出电压值；

线圈通过11.126A的电流，霍尔输出电压达到了4.094V

（11.126A由我的推挽变换器次级只绕1匝得到，电流由万用表读出）

上面是一个极限测试，下表为记录的几次测试：

线圈电流（I）霍尔元件输出电压（U）△U/△I

0A2.707V无

0.24A2.737V8

0.43A2.761V7.91

0.69A2.794V7.87

1.1A2.846V7.88

1.55A2.904V7.75

由此可以看出线性霍尔相对的还是比较“线性”。

我多测了几次数据，我发现霍尔还是比较稳定的，测10次，都输入1.55A，输出都是2.904±0.007V。

综合以上三种方案，选择方案三。

1.3控制系统的论证与选择

方案一：

开关电源芯片选用KA3525，芯片设计只有电压环。

开关电源芯片开环工作，闭环由单片机ADC，DAC，配合着开关电源芯片的“shutdown”端口来实现稳压，恒流；在这里不需要什么比较器，只要在单片机机程序里查询ADC的端口电压（电流），当查询电压（电流）达到一定值，马上让shutdown端口动作，相当于关闭了开关电源芯片，实现了了闭环控制。

这种方案受限于单片机的采样速度，一旦单片机程序跑偏，后果将是极其严重的，虽然可以带来硬件电路的简化（不需要继电器来分别切换电压环和电流环），但是其不可靠足矣让我放弃此方案

方案二：

开关电源芯片选用KA3525，芯片设计只有电压环。

开关电源芯片闭环工作，闭环究竟是电压环还是电流环由单片机通过继电器来切换电压反馈信号还是电流反馈信号进入开关电源芯片闭环控制中作为反馈量；单片机通过DAC给给开关电源芯片闭环控制提供参考量，实现数控。

综合考虑采用方案二。

2系统理论分析与计算

2.1推挽型变换器的分析

推挽式开关电源的理论模型：

很多文献对此拓扑的分析非常严谨，但拆分变换器工作状态，对每一个工作状态单独列写方程也带来了分析的繁杂，在这里我用到了一些构建全过程传递函数的方法来简化推挽变换器的分析。

也可以说是函数化吧，就不再分阶段分情况特别讨论了，而是采用先构建广义的，一般化的数学模型，然后根据实际的开关变换器的工作状态进行狭义化，广义的模型不仅仅适用于推挽变换器的数学模型的建立，也适用于普通工频变压器，音频耦合变压器，脉冲变压器（其中也包括开关电源领域经常用到的栅极驱动脉冲变压器（GDT）以及基极驱动变压器（BDT））的理论模型的构建。

特别的，我对刚刚所述的“构建全过程传递函数”进行下特别说明，这里指的是这个这个函数（这里特别的，指的是推挽变换器的相关物理量的时变函数）的定义域为工作开始时自变量的初始值到结束时自变量的值，用一个函数说明全部过程（即使有所分段，也看上去清晰明了，至少相对一大堆文字描述来说）。

这种描述方法的优点将在后面的“推挽变换器磁偏现象”特别体现出来，一个磁感应强度B关于时间的函数表达式可以让读者快速“认知”到磁偏效应。

特别的，对于一些缺乏实际制作开关电源经验的，而数学能力相对较强的读者来说，这种表述方式远比冗长的文字描述好得多。

我的函数解析式和一般的文献“开关管Q1截止时，满足函数表达式。

。

。

”的描述的是同一事物，我在这里对我的分段函数进行了两种形式是描述，表达式约束和文字描述。

表达式约束方便快速画出全过程波形图，文字描述方便看出解析式是描述什么时候的物理量。

下面的波形图清晰地反应了U1，U2的全过程解析式

关于变压器初级匝数的确定，在后面专门关于变压器的理论分析中将被讲述

2.1.1主开关电源驱动芯片的控制原理分析

主开关管采用KA3525

KA3525包含一个PWM发生器，一个误差放大器，以及自带推挽型驱动器，一路参考电压输出；

其中振荡频率由RT，CT，RD确定：

通过RT给CT充电，通过RD给CT放电，

特别的，当RD=0时，电容两端电压函数为锯齿波

这是因为当RD=0时，电容放电速度接近0，电容电压下降斜率为-∞；

锯齿波的电压上升斜率为：

也就是说RT越小，CT越小，上升斜率越大，频率也就越高（达到翻转电平的时间越短）

由芯片内部框图可以知道，图中的方波是由锯齿波经过PWM比较器处理后得到的PWM波经过D触发器以后被二分频成两路，频率减半，占空比也减半。

下面我做了这方面的一些实验：

将两路输出的信号叠加起来看，我们就可以将这个组合波A1+A2看作是初始的PWM波了

我改变PWM比较器的9脚对地电位，根据PWM波生成原理：

生成的PWM波的占空比是一个关于比较器PWM控制端电位的线性函数，

推导其实就是一个相似三角形（无论是锯齿波还是普通的三角波，都是一样的）的性质的运用

相似三角形的高的比例与三角形宽度的比例是一样的。

所谓高度，就是电压；所谓宽度，就是脉宽。

这是一张占空比很小的波形图，我给的9脚电位比较低。

关于稳压，只要将反馈量和参考量分别接入比较器的对应端口（还得看控制器是压控端电压越高占空比越高还是反之来判断是接同相输入端还是反相输入端）即可实现；

关于恒流，只需要将电流变成电压然后按上面说的方法，即可实现。

2.1.2霍尔式电流传感器的原理分析与设计

而对于霍尔传感器来说，其输出电压是磁感应强度B的线性函数，可记作

所以说霍尔传感器U就是电流I的线性函数，改变匝数N可以改变灵敏度

2.1.3变换器效率，纹波等参数的分析与计算

变换器空载时存在励磁电流和给MCU等控制板的供电电流，空载时效率为0%，

故需要加上待机模式，也就是空载时能检测到空载，每个一段时间发一个脉冲检测空载，来节约电能。

变换器变压器在工作时存在1.涡流损耗2.磁滞损耗3.铜损

这三种损耗都随着频率加大而加大，涡流损耗和磁滞损耗难以针对特定变压器进行定量分析，铜损由于邻近效应极大地加大了电流在铜导线局部的电流密度而带来巨大损耗。

本设计采用23KHZ的工作频率，这三种损耗都相对较小。

对于纹波，采用较大的滤波电容在一定程度上能抑制纹波，然而由于每一个电容都寄生有电感，每一截导线都是电感，再者，每一个实际的电感器都有寄生电容。

。

所以。

。

所以我们搭的“低通滤波器”实质上是多峰带阻滤波器--------原本的用于旁路高频信号的电容器由于寄生电感的存在而无法对频率很高的谐波进行旁路；原本用于遏制高频信号的扼流圈由于存在寄生的旁路电容，造成很高频率的谐波照样畅通无阻。

、

解决这一问题可以采用多级LC滤波的方法，然而只能趋于平滑而不能彻底得到平滑的波形。

2.2

2.2.1推挽变换器主变压器的计算与设计

开关电源的初级匝数都有现成公式，但是推导都不难，初级匝数约束的就是不让B超过BM

我所采取的“全过程列函数解析式”是一个一般化的解析式，在这里取一个特定的区间进行积分，就成了专门针对特殊过程的表达式了。

采用较大的磁环来保证相同功率下能用更低的磁感应强度和频率，降低损耗

2.2.2推挽变换器滤波电感的计算与设计

依然用这个buck电路的图来分析滤波电感

本设计中是用推挽隔离驱动，但是后级依然是buck，电感的话我选择饱和磁感应强度比较大的铁粉芯磁环作为绕制材料

这种材料非常适合作为储能使用（虽然导磁率比铁氧体低，但是饱和磁感应强度大）

2.2.3推挽变换器的滤波电容的确定

如果没有这个滤波电容，输出电压将会是电感电流*负载电阻（如果负载是纯电阻）

，会有比较大的纹波。

滤波电容就是当电感电流在低谷的时候，能够提供电流补偿；

当电感电流在峰值的时候，多余的电流进入电容以电场能的形式储存起来；

当频率很高的情况下，这个滤波电容一样可以取得很小，但是需要注意电容的ESL（寄生电感）

这次我使用百UF级别的滤波级

2.3电流电压反馈系统的理论计算

2.3.1电压反馈部分的理论计算

误差放大器的同相输入端接DAC输出

DAC输出的最大值为5V

反向输入端接被分压电位器分压下来的电源输出电压；

由于我们要把0-5V的变化变成0-12V的变化

所以调试方法就是将同相输入端接5V

然后调试分压电位器直到输出电压=12V

此时分压器就调好了。

也就是说当DAC电压波动△U1，那么输出电压将波动△U1=△U1/K

我要求△U2<0.5V

那么△UDAC<0.2083V

2.3.2电流反馈部分的理论计算

电流反馈调试方法：

给电流传感器输入5A电流，电压记为U（过流保护）

给电流传感器输入4A的电流，电压记为U（4A）

给电流传感器输入3A，电压记为U（3A）

。

。

让DAC依次输出对应的电压（U（过流保护）及其以下），即为恒流源；

当为电压源模式下，当ADC采集的电压>U（过流保护），shutdown脚被送入长达10秒的高电平，同时LCD显示“过流保护，请检查连线”。

2.3.3电流源模式与电压源模式的输出电压约束与输出电流约束的理论计算

电压源模式，电流监测“过流”

电流源模式，默认先从最低电压绕组开始切换

3电路与程序设计

3.1电路的设计电压电流反馈

3.1.1系统总体框图

系统总体框图如图所示

dac输出

3.1.2XXXX子系统框图与电路原理图

1、XXXX子系统框图

图XXXXX子系统框图

2、XXXXX子系统电路

图XXXXX子系统电路

3.1.3XXXX子系统框图与电路原理图

1、XXXX子系统框图

图XXXXX子系统框图

2、XXXXX子系统电路

图XXXXX子系统电路

3.1.4电源

电源由变压部分、滤波部分、稳压部分组成。

为整个系统提供

5V或者

12V电压，确保电路的正常稳定工作。

这部分电路比较简单，都采用三端稳压管实现，故不作详述。

3.2程序的设计

3.2.1程序功能描述与设计思路

1、程序功能描述

根据题目要求软件部分主要实现键盘的设置和显示。

1）键盘实现功能：

设置频率值、频段、电压值以及设置输出信号类型。

2）显示部分：

显示电压值、频段、步进值、信号类型、频率。

2、程序设计思路

3.2.2程序流程图

1、主程序流程图

2、XXX子程序流程图

3、XXX子程序流程图

4、XXX子程序流程图

4测试方案与测试结果

4.1测试方案

1、硬件测试

2、软件仿真测试

3、硬件软件联调

4.2测试条件与仪器

测试条件：

检查多次，仿真电路和硬件电路必须与系统原理图完全相同，并且检查无误，硬件电路保证无虚焊。

测试仪器：

高精度的数字毫伏表，模拟示波器，数字示波器，数字万用表，指针式万用表。

4.3测试结果及分析

4.3.1测试结果（数据）

2V档信号测试结果如下表所示：

（单位/V）

信号值

0.2050

0.2100

0.2045

0.4026

1.007

1.542

1.669

1.999

显示

0.2051

0.2100

0.2044

0.4026

1.006

1.542

1.669

1.999

4.3.2测试分析与结论

根据上述测试数据，XXXXXXXXXXXXXXXXXXXXXXXXXXXXX，由此可以得出以下结论：

1、

2、

3、

综上所述，本设计达到设计要求。

附录1：

电路原理图

附录2：

源程序