外文翻译多输入DCDC变换器的特征.docx

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外文翻译多输入DCDC变换器的特征

外文翻译---多输入DC-DC变换器的特征

附录4中文译文

多输入DC-DC变换器的特征

摘要-在零排放电力发电系统中，能得到多个输入源包括太阳能发电阵列、风力发电机、燃料电池等等的自动调整输出式多输入DC-DC变换器很有用。

一种新的DC-DC变换器被提出和分析。

最终静态和动态特征在理论上被探索出来，结果也被试验所验证。

关键词：

稳态界限，洁净能源，DC-DC变换器，多输入，太阳能发电阵列

1引言

最近零排放发电系统被迅速的开发出来来开发洁净能源，例如太阳能发电阵列、风力发电机、燃料电池等等。

此时，如图1所示的多输入DC-DC变换器[1][2]在联合多个不同电压和功率的输入源并且对负载进行自动调整输出电压时很有用。

例如，在有一个工业交流电线的太阳能发电阵列供电系统中，通过从工业交流电线馈回足够的能量，发电阵列的最大功率点能够容易地被跟踪，同时输出电压能够容易地被控制，即使负载发生变化。

本文的目的在于提出一个新的多输入DC-DC变换器来实现零排放电力发电系统。

尤其是在理论上清晰地分析了双输入的Buck-boost型变换器的静态和动态特换证，并且被实验论证。

2电路构成和工作原理

图2（a）和（b）所示为多输入DC-DC变换器的电路构成。

图2（a）基本由Buck-boost型DC-DC变换器构成，其中多个输入的线圈被储能电感L磁耦合在一起。

通过磁耦合隔离变压器T，得到正激型的多输入DC-DC变换器，如图2（b）所示。

在本文中，因为多输入变换器被一般意义上的讨论所验证是非常复杂的，并且Buck-boost型多输入变换器的结构比较简单，所以Buck-boost型双输入变换器使用如图3（a）中的耦合电抗L。

在图中，两路输入E1和E2是两个电源的输入电压，N1和N2是电抗器两个输入线圈的匝数比，电抗器输出线圈的匝数是正常切趋于统一的。

S1和S2是开端，D、D1和D2是二极管，C是输出滤波电容，R是负载，eo是输出电压。

如果太阳能发电整列和商业交流线被用于输入源，那么电路结构就如图3（b）所示。

太阳能电池Es被用作追踪，当光强发生改变时，电流传感器Rs被用作追踪太阳能发电阵列[3]的最大功率点，同时输入电流值来获得太阳能发电阵列的最大输出功率。

在本例中，商业交流线被用来控制输出电压。

假如开关和二极管有理想中的特征，那么电流如图3（a）中所示，可以根据开关S1、S2和二极管D的开关组合分成4种状态，如表（I）。

变换器就是通过组合这4中状态来决定运作情况，因而被分成三种主要模式，如表（II）所示。

每个主要的模态包含一个两种状态的序列，通过电感电流连续和断续来区分（参见附录I）。

图（4）所示为波形和驱动信号，Ts是开关周期，Ton1和Ton2是S1和S2各自的开通时间。

图4（b）所示Toff=Ts-Ton1-Ton2。

模态I出现在相对较轻的负载情况下，在此时太阳能发电阵列的发电功率比负载功率要大，太阳能发电阵列的最大功率点无法被追踪到。

通常如果电池系统被用作储存太阳能发电阵列的剩余电能，它的最大功率点也许能被追踪到。

在模态II中，S1用做控制E1的最佳功率点，S2用来控制输出电压Eo。

模态III是太阳能发电阵列不工作的情况，或者因为光强太弱使E1=0的情况，如图3（b）所示。

在模态I和模态III中，如果输入源是E1或者E2，被提出的双输入Buck-boost型DC-DC变换器依照常规的单输入变换器来运作。

然而，我们主要讨论图4（b）中的模态II，两个输入源都要被考虑到。

3静动态特征的分析

A.等效电路模型

在讨论双输入DC-DC变换器之前，如图3（a）所示，先假设下列条件成立。

1）开关S1和S2有内阻rS1和rS2，二极管D、D1和D2分别有内阻rD，rD1和rD2。

2）S1、S2和D的开关转换时间远小于导通时间Ton1、Ton2和关断时间Toff，因此可以被忽略。

3）储能电抗L有理想的磁性能并且因此线圈没有产生漏磁通。

4）储能电抗L有足够大的电感，能产生足够大的磁动势（MMF），也就是说能保持变换器电抗电流连续如表II中所示。

考虑到如上假设，三种状态的等效电路模型[3]（除了表I中的状态4），都在图5中。

在图5中，通过相同电路拓扑的等效电路的变换器用来代表双输入DC-DC变换器。

输入电压E1和E2被电抗L的两个初级线圈匝数N1和N2所标准化，结果就是被变成E1/N1和E2/N2。

S1和S2各自的通态和断态被匝数比为1:

1和1:

0的理想变压器所替代。

相似地，二极管D的通态和断态被匝数比为1:

1和1:

0的理想变压器所替代。

在表I中的状态1中，S1导通，S2关断，D关断。

在这种状态下，从E1/N1而来的电流N1I1流过电抗L的初级线圈N1如图5（a）所示。

在状态2中，S1关断，S2导通，D关断，从E2/N2而来的电流N2I2流过L的初级线圈N2，如图5（b）所示。

在状态3中，S1关断，S2关断，D导通，因此电流Io从L的次级线圈流向并联了输出电容C的负载R。

r1、r2和ro有下式：

r1=rE1+Rs+rS1+rD1+rL1

（1）

r2=rE2+rS2+rD2+rL2

（2）

ro=rD+rLo（3）

式中rE1,rE2——电源E1、E2的内阻；

Rs——串联电流感应器电阻；

rL1,rL2,rLo——电抗L的两个输入线圈和一个输出线圈的内阻。

通过图5中的等效电路模型，连续等效电路模型[4]在一个开关周期Ts内的驱动见图（6）（参见附录2），r为等效内部损耗电阻，如下式：

（4）

B.静态特征

去掉图6中连续等效电路模型中的理想变压器，考虑到它的稳定状态，图3（a）中双输入DC-DC变换器连续的DC平均模型的驱动如图7（a）所示。

从图7（a）中可以看出，稳态特征由下式给出：

（5）

（6）

（7）

式中Io——负载电流；

N1I1、N2I2——经过匝数比变换的输入电流。

C.动态特征

在多输入DC-DC变换器中，如果变换器由Buck-boost型电路构成，那么电流很有可能不稳定。

因此我们将会分析稳定的临界点。

去掉图6中的理想变压器，考虑到在平衡点发生小的交流波动，双输入DC-DC变换器的交流平均模型的驱动如图7（b）所示。

在本图中，ΔTon1、ΔTon2、Δe1、Δe2、Δeo和ΔR各自是开通时间Ton1、Ton2，输入电压E1、E2，输出电压eo，和负载电阻R的小的交流波动。

从图7（b）可以看出，转移函数代表双输入DC-DC变换器可以被图8里的信号所驱动。

在本图中，HPC和HPV是图3（b）中控制器#1的直流电流增益和控制器#2的直流电压增益。

ΔTon=ΔTon1+ΔTon2。

Δ（N1i1）、Δ（N1ir1）和Δero各自是输入电流N1I1的交流波动、基准输入电流N1Ir1的交流波动和基准输出电压Ero的交流波动。

ΔTon/Ts=-HPV（Δeo-Δero）并且ΔTon1/Ts=-HPC（ΔN1i1-ΔN1ir1）。

根据劳斯－赫尔维茨判据，根据稳定条件确定下列关系：

（8）

在式（8）中，r*由下式给出：

（9）

其中G由下式给出：

（10）

G代表E1和E2正常化的输入电压比。

式（8）是常规的单输入源Buck-boost型DC-DC变换器（如果r*是它的等效内部损耗电阻）的稳定条件。

4实验及讨论

图9（a）是输出电压Eo随负载电流Io的控制特征。

在本图中，实线和符号○各自表示理论值和实验测量值，图9（b）里输入电流N1I1和N2I2随Io的变化。

在本图中，符号○和△表示N1I1和N2I2的实验值，实线代表的是理论值。

模式I和模式II分别在虚线左右两边的区域内。

在模态I和模态II的临界线上，Ton2等于0，因此Ton1=Ts-Toff。

考虑到（5）（6）（7）以及Ton1=Ts-Toff，在模态I和模态II的临界上负载电流Io*由下式得出：

（11）

在轻载条件下，工作在模态I下的双输入变换器的输出电流Io由图3中的太阳能发电阵列按图9（b）里的曲线提供。

在模态I下，N1I1正比于Io如图9（b）所示。

当Io大于Io*时，变换器工作在模态II，在太阳能发电阵列的最大功率跟踪下，输入电流N1I1能够被限制在跟踪在太阳能发电阵列E1的最优功率点附近，负载功率的短缺由E2的输入电流N2I2来提供。

如图9所示，计算值和实际值基本相同，输出电压Eo在模态I和模态II下都很好的被控制。

图10（a）是关于图3（b）中#2控制器电压增益HPV稳定界限。

在图10中，实线表示通过正常化的输入电压比G根据式（8）-（10）计算出的稳定理论边界。

在图10（a）中，○、△、□和▽各自代表当G=0.5、0.9、1.0和1.5时在稳定区域测量出来的点。

●、▲、■和▼各自代表当G=0.5、0.9、1.0和1.5时在不稳定区域测量出来的点。

理论值和实验值基本相同。

G增大则HPV也增大。

在本图中，图3（b）所示的控制器#1的直流电流增益HPC等译30A-1。

特别地，当HPC等于0时，有关HPC的稳定的界限如图10（b）所示。

在图中，○和△分别表示稳定区域内G=0.75和G=0.5的测量点。

特别需要指出的重点是，如果G小于单位值并且输出电压没有反馈，那么双输入DC-DC变换器的工作将变得不稳定，并且稳定区域随着G的增大而增大。

当G大于单位值时，电路始终工作在稳定状态。

5总结

新型多输入DC-DC变换器被提出要能够结合并采集多种清洁能源。

而且，使用磁耦合电抗的双输入DC-DC变换器已经被理论分析和实验验证。

结果就是下列观点：

1）在双输入DC-DC变换器系统中，当太阳能发电阵列和商业交流线被用作两个输入源时，通过控制从商业交流线的功率来控制输出电压。

2）特别是验证了动态特征及稳定的边界。

如果电路参数被充分设计，那么提出的变换器是十分稳定和有用的。

我们将在不久的未来从双输入到多输入、还有正激型变换器来拓展此项分析。

附录I动作状态和工作模态

根据开关S1、S2和二极管D的开关状态总共有八种工作状态。

然而，考虑到电路的理论，除了表I中所示的四种状态外的另外四种状态时无用的。

在状态1中，S1导通，S2关断，D未导通。

在这个状态中，电流I1从E1中通过Rs、D1和S1流向电抗L的线圈N1，，磁能储存在电抗L中，如图3（b）所示。

在状态2中，S1关断，S2导通，D未导通。

在这个状态中，电流I2从E2中通过D2和S2流向电抗L的线圈N2，磁能储存在电抗L中。

在状态3中，S1关断，S2关断，D导通。

在这个状态中，电流从L的次级线圈中经过二极管D流向并联了输出电容C的负载R，状态1或状态2中储存在L中的磁能此时转移向R。

在状态4中，S1关断，S2关断，D未导通。

在这个状态中，I1和I2还有次级线圈中没有电流，放电电流从C流向R。

通过组合这四种状态能够组合出六种工作模态。

考虑到电能从E1和E2流向负载，电路的主要工作模态只具有三种。

电能只能从E1或E2经过模态I或模态III流向负载。

在模态II中，能量同时从E1和E2中流向负载。

附录II图6中的连续等效电路模型在一个开关周期Ts中的变化过程

开始由于图5中的理想变压器，我们将状态1的匝数比1:

1、1:

0和0:

1，状态2的匝数比1:

0、1:

1和0:

1，状态3的匝数比1:

0、1:

0和1:

1，变成状态1的Ton1:

Ton1、Ton1:

0和0:

Ton1，状态2的Ton2:

0、Ton2:

Ton2和0:

Ton2，状态3的Toff:

0、Toff:

0和Toff:

Toff，因为状态1、状态2和状态3的时间间隔分别是Ton1、Ton2和Ton3。

之后，重叠图5中状态1、状态2和状态3出来的三种等效电路就能得到一个开关周期Ts内的等效电路工作模型。

附录5外文原文