讲义Flyback电路原理.docx
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讲义Flyback电路原理
....
开始
很高兴有这么一个机会，和大家一起学习和讨论Flaback电路的原理。
今天介绍的容中，公式比较多，有些枯燥；但是经过理论推导，期望能让大家
对于Flyback电路的“工作原理，伏秒平衡定律，以及C.C.M.和D.C.M两种工作模式”
等容的理解，能更加透彻些。
....
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Flyback转换器原理
主要容：
一、Flyback电路简述
二、Buck-Boost转换器原理
三、Flyback转换器原理
四、Flyback电路改进版本介绍
附录：
IFlyback变压器设计
IIFlyback电路的EMI分析
....
....
序言
Flyback转换器应用相当广泛，其原因有：
从电路的角度看，Flyback电路有最少元件的特性；
从设计的角度看，Flyback电路有简单高可靠度的特点；
从经济的角度看，Flyback电路成本最低，醉适合一般小功率的电源使用。
在实际的应用中，用在接市电的低瓦数电源，多半用Flyback电路来实现，例如：
30-40W的笔记本电脑，
70-80W的个人电脑，
40-50W的传真机与影像扫描机，
20W以下的Adapter（适配器）
未来的电子产品讲究轻薄短小又省电，所以Flyback电路会更风行。
Flyback转换器电路是由Buck-Boost电路，利用磁性元件耦合的功能衍生而来，
所以要探讨Flyback电路，必须先从Buck-Boost电路开始。
....
....
一、Flyback电路简介
（一）Flyback电路架构
Flyback变换器，俗称单端反激式DC－DC变换器，又称为返驰式（Flyback）转
换器，或"Buck-Boost"转换器，因其输出端在原边绕组断开电源时获得能量，因此
得名.
Flyback变换器是在主开关管导通期间，电路只储存而不传递能量；在主开关
管关断期间，才向负载传递能量的一种电路架构。
（1）Flyback变换器理论模型如图。
（2）实际电路结构
根据Flyback变压器的同名端绕制方式，有下面两种形式，这两个电路实
质上是一样的。
当然，Flyback电路还有其他衍生形式（见附录I）。
....
....
（二）Flyback变换器优点
（1）电路简单，能高效提供多路直流输出，因此适合多组输出的要求。
（2）转换效率高，损失小。
（3）匝数比值较小。
....
....
（4）输入电压在很大的围波动时，仍可有较稳定的输出，目前已可实现交流输入在
85～265V间，无需切换而达到稳定输出的要求。
（三）Flyback变换器缺点
（1）输出电压中存在较大的纹波，负载调整精度不高，因此输出功率受到限制,
通常应用于150W以下。
（2）转换变压器在电流连续（C.C.M.）模式下工作时，有较大的直流分量，易导致磁芯饱和，所以必须在磁路中加入气隙，从而造成变压器体积变大。
（3）变压器有直流电流成份，且同时会工作于C.C.M./D.C.M.两种模式，故变压器在设计时较困难，反复调整次数较顺向式多，迭代过程较复杂。
....
....
二、Buck－Boost转换器工作原理
所有的导出型转换器都保留其基本转换器的特性；要了解Flyback转换器，要
从其基本转换器Buck－Boost电路开始。
（一）Buck－Boost电路组成
Buck－Boost电路由一个开关晶体管，一个功率二极管，一个储能电感和一个
输出电容组成，见图1。
图1Buck－Boost电路结构
（二）电路特性
（1）输出电压为负电压
（2）输出电压的大小可高于或低于输入电压
（3）输入端与输出端的电流波形都是脉波形式。
（三）工作原理
为方便理解电路工作原理，先介绍一下楞次定律。
楞次定律：
电感总是“阻碍外电路通过电感的磁通（电流）的变化”，即：
....
....
外电路通过电感的磁通1（电流i1）增大，电感将产生与1（电流i1）反向的磁
通2（电流i2），阻碍外电路磁通1（电流i1）的增大；
外电路通过电感的1（电流i1）减小，电感将产生与1（电流i1）同向的磁通2（电
流i2），阻碍外电路1（电流i1）减小的减小。
以下就Buck－Boost稳态电路的工作作一个简要说明。
假设一个周期的开始时间为：
开关晶体管Q1导通时（TurnedOn或Closed）。
此时输入电压完全跨在电感之上，电感的电流将成线性增加。
由棱次定律，“外电
路通过电感的电流i1增大，电感将产生与i1反向的电流i2，阻碍外电路电流i1的增大”。
外电路电流i1（主要是主电路电流）从同名端流出，原边的同名端为负，异名端为正，
所以电感电压V1为“+”，电感所存储的能量因此逐渐增加；变压器副边的同名端为
负，异名端为正，所以功率二极管反偏，负载所需的能量完全由输出电容提供，此
时电容的电压会有些降低（要看电容的大小）。
当开关晶体的控制信号（电压或电流），使开关晶体Q1不导通时（TurnedOff
或Opened），此时外电路通过电感的电流i1急剧减小（几乎为零），由楞次定律，“电感将产生与磁通1（电流i1）同向的磁通2（电流i2），阻碍外电路1（电流i1）
的减小”；外电路电流i1（主要是电感电流），从同名端流出，原边的同名端为正，异名端为负，所以电感电压V1为“-”，变压器副边的同名端为正，异名端为负，所以功率二极管正偏，变压器副边电压大小恰等于输出电压。
通过二极体的电感电流将线性减少，除了提供给负载外，还给输出电容充电（输出电容的电压会增高些），这个情形将持续到下一个周期开始为止。
....
....
开关晶体导通的时间占整个周期的比率，称为工作周期（DutyCycle，简称为
D），D越大，表示电感充能的时间越长，依照“伏－秒平衡”原理（后面介绍），
输出电压一定越高。
（四）公式推导
以下公式推导时作如下假设：
1）开关晶体与二极管均为理想元件，也就是导通时呈短路，不导通时呈断
路。
2）电感不会饱和，且电感值为不变的常数，也就是B－H曲线为线性，且铜
损/铁损忽略不计。
3）电感与输出电容构成的等效滤波器，可以有效的将输出电压滤成纹波很
小的直流电压。
或者说，电感与输出电容构成低通滤波器的角频率远低于切换频率。
1．连续导通模式（C.C.M）公式推导
（1）在开关晶体ON的时间，
①0tDTs
vL（t）VI
（2.1）
....
....
1t
iL（t）iL（0）vL（）d
L0
VIt
iL（0）
②在tDTs时，
L
（2.2）
VIDTs
iL（DTs）iL（0）
L
（2）当开关晶体被OFF时，
①DTstTs，二级管顺偏导通，所以
vL（t）VO
1
t
iL（t）iL（DTs）
vL（）d
L
DTs
iL（DTs）VO（tDTs）
L
②当tTs时，
（2.3）
（2.4）
（2.5）
i
（T）i
L
（DT
）
VO（1D）Ts
（2.6）
Ls
s
L
在稳态操作情况下，iL（0）
iL（Ts），将（2.3）代入（2.6）得
iL（Ts）
iL（0）
VIDTs
VO（1D）Ts
L
L
（2.7）
....
....
也就是
VIDTsVO（1D）Ts
（2.8）
（2.8）就是所谓的“伏－秒平衡”定律。
电感的电压，对时间积分一个周期，结果为零，如此才可确保电感器不会饱和。
由（2.8），可得输出与输入电压关系式：
VOD
M
VI1D，
当工作周期D小于0.5时，输出电压小于输入电压；
当D大于0.5时，输出电压大于输入电压。
（3）电路波形
....
....
....
....
输入端的电流波形，即开关晶体的电流为脉波形状，实际应用中，必须加入滤
波器（C或LC）才不会影响其他系统；二极管的电流也是脉波型，所以通过输出电
容的纹波电流较大，所以使用的电容也需大，而且对等效串联电阻ESR的要求也比
较严格。
备注：
ESR:
是指在AC或DC下的串联等效阻抗（EquivalentSeriesResistance）
ESL：
在AC下的串联等效低电感（EquivalentSeriesInductance）。
ESR与频率关系：
电解电容的ESR会随着使用频率的上升而下降。
厂商标称的
ESR是在一定工作频率（120Hz,1KHz,100KHz）下的ESR，见下表：
....
....
2.不连续导通模式（D.C.M）公式推导
以上所推导的公式是在连续导通模式（Continuous－Conduction－Mode，C.C.M）
下操作的Buck-Boost电路，也就是电感的电流恒高于零。
它的物理意义是，电感的能量在（1D）Ts的期间并未完全释放。
从图上显示，如
果输入与输出电压不变，电感与电容值也固定的情形下，负载电流与电感的平均电
流成正比，当负载电流逐渐减小时，电感的平均电流也会逐渐降低，低到电感在某
一时段的瞬时电流为零。
此时我们称转换器即将进入不连续导通模式
（Discontinuous－Conduction－Mode，D.C.M）操作。
也就是说，电感的能量在充放之间，会将能量完全的释出。
其实影响C.C.M./D.C.M.的因素不只是负载电流，以一个输出电压固定的稳压电路为例，切换频率，电感大小，输入电压与负载电流，都会影响转换器的操作模式，前两者在设计阶段制定，后两者才是实际应用上主要的影响因素。
于是
C.C.M./D.C.M.存在一个以输入电压与负载电流的边界线，在边界上，恰好是电感电
流碰到零的操作点。
（边界线将在后面讲述）
在D.C.M.的工作模式下，转换器有着与C.C.M.不同的特性，一般将一个工作周期分成三个部分：
D1Ts--开关晶体导通期间
D2T--开关晶体被OFF，且电感电流大于零期间
D3Ts--开关晶体被OFF，且电感电流等于零期间。
....
....
（1）在0到D1Ts期间，即开关晶体导通期间，电感上依旧跨着输入电压，电感的电流也是线性上升，只不过是从零点上升。
①在开关晶体ON期间，即0t
D1Ts，
vL（t）
VI
iL（t）
1
t
iL（0）
vL（）d
L
0
VIt
L
②在tD1Ts时，
（2.10）
（2.11）
iL（D1Ts）
VID1Ts
L
（2.12）
（2）当开关晶体被OFF，且电感电流大于零时，
①D1Ts
t（D1D2）Ts，二级体顺偏，
vL（t）
VO
1
t
iL（t）iL（D1Ts）
vL（）d
L
D1Ts
VO（tD1Ts）
iL（D1Ts）
L
②当t（D1D2）Ts时，
（2.13）
（2.14）
....
..
..
iL[（D1D2）Ts]iL（D1Ts）
VOD2Ts
0
L
（2.15）
（3）由（2.14）可以看出，电感的电流以一个斜率下降，当电流降到零时，二极体不再导通，负载所需的能量不再由电感提供，将由输出电容负担。
这时电感电
流为零，电感的电压也为零，我们称此转换器已工作在D3Ts期间，
D31D1D2。
①（D1D2）TstT期间，
vL（t）
0
（2.16）
iL（t）
0
（2.17）
由2.12与2.15可得，
VID1TsVOD2Ts
（2.18）
（2.18）依旧是磁性元件“伏－秒平衡”式子，如果由负载电流的角度（负载电流连续期间）来看，其大小恰等于通过二极体电流的平均值，也就是
IO
VO
1
R
iL（D1Ts）D2
，（面积公式）
2
由（2.15）可得
VOD
2Ts
iL（D1Ts）
，所以
L
VOD22Ts
IO
（2.19）
2L
....
....
其中R为负载电阻值，将（2.18）化简，得到D2得关系式，
D2
2L
（2.20）
L
RTs
代入（2.18）得，
D1
VO
D2
M
L
VI
（2.21
）
由以上得推导得知，在
D.C.M.工作的时候，工作周期D1与负载的轻重有关
（2.20），这个现象与C.C.M.是不同的。
从以上分析推论知（2.21）：
输入电压低，切换频率高，电感大，负载电流大
都有将转换器推向C.C.M.的趋势，这从公式推导和电路物理意义，都容易得到。
现在如果将切换频率Ts，电感值L与输出电压VO固定，则可以得到一条代表
C.C.M.与D.C.M.的边界曲线公式：
D2
VI
D2
VI
由（2.21）得D1
VO
D2
D1
VIVO
，
D2
2
（
D2
）
2
（
VI
）
2
VI
D2
D1
VO
代入（2.19），得
VOTs
VI
2
IO
2
2
（2.22）
2L
VI
VO
....
....
这条曲线在设计转换器与分析转换器的工作围都很重要，设计就是依此曲线设
计。
（4）电路曲线
....
....
三、Flyback转换器工作原理
Flyback不同于Buck-Boost的地方，仅在于将电感器衍生成一个“耦合电感”，
也就是俗称的“变压器”，但不同于一般变压器，耦合电感“实实在在”的存储能
量，不只是变压器的磁化能量。
就是因为将电感变成耦合电感，所以可以将初/次级隔离，而且利用匝数比的
控制，使转换器的工作点设计更有弹性。
另外，多组输出的应用更简单容易。
公式推导和Buck-Boost几乎一样，为更接近实际情况，将二极体顺向压降考
虑进去（在低输出电压时相差很大）。
（一）先推导C.C.M.的工作情形
（1）在开关晶体ON期间，即0
tDTs，
vLP（t）
VI
（2.23）
1
t
iLP（t）
iLP（0）
vLP（）d
LP
0
....
..
..
VIt
iLP（0）
（2.24）
LP
此时，二极体反偏不导通，负载电流全部由输出电容提供。
vLS（t）
NSVI
（2.25）
NP
iLS（t）
0
（2.26）
在tDTs时，
iLP（DTs）iLP（0）
VIDTs
（2.27）
LP
（2）当开关晶体OFF时，二极体顺偏，
①DTStTS
vLS（t）（VOVD）
（2.28）
1
t
iLS（t）iLS（DTS）
vLS（）d
LS
DTS
NPiLp（DTS）
（VOVD）（tDTS）
（2.29）
NS
LS
iLS（DTS）
NP
iLP（DTS）
其中
NS
就是“变压器公式”得到的。
对应到初级侧，
可以得到
....
....
vLP（t）NP（VOVD）
NS
iLP（t）0
②当tTS时，
i
（T）
NPi
Lp
（DT
）
VO（1D）TS
LSS
NS
S
LS
由（2.27）和iLP（0）
NS
iLS（0），所以
NP
NP
iLp（DTS）
NP[iLP（0）
VIDTs]iLS（0）
NS
NS
LP
（2.30）
（2.31）
（2.32）
NPVIDTs]
NSLP
因为iLS（TS）
iLS（0）所以，
NPVIDTs
VO（1D）TS
NS
LP
因为
LS
LP
（
NP
）
2
LS
NS
，所以
VID
NP
（VO
VD）（1D）
（2.33
）
NS
NP
（VO
VD）
D
或NS
VI
1D
（2.34）
（2.34）就是C.C.M.中输出/输入电压关系式。
....
....
（3）电路波形
....
....
观察各元件的电压与电流波形，除了耦合电感的特性外，Flyback电路确实与
Buck-Boost电路完全类似，电流的导通模式都完全一样。
....
....
（二）D.C.M公式推导
（）在t
DTs时，
1
1
VID1Ts
iLP（D1Ts）
LP
对应到次级侧，
vLS（t）
NS
VI
NP
iLS（t）
0
（2）当开关晶体被OFF的瞬间，二极体顺偏，
NPVID1TS
NSVID1TS
iLS（D1TS）
NP
LS
NSLP
在次级侧电感电流大于零期间，D1Ts
t（D1D2）Ts
vLS（t）（VOVD）
iLS（t）iLS（D1TS）
1
t
LS
vLS（）d
D1TS
NSVID1TS
（VOVD）（t
D1TS）
NP
LS
LS
在t（D1
D2）Ts时，
iLS[（D1D2）TS]
0，所以（2.42）
变成
（2.37）
（2.38）
（2.39）
（2.42）
....
..
..
NS
VID1TS（VOVD）D2TS
（2.43）
NP
同样可以得到“伏－秒平衡式”。
由（2.42）可以看出，电感的电流依一个斜率
下降，当电流降到零时【t（D1D2）Ts】，电感的能量已消耗殆尽，二极管
不再导通，负载所需的能量不再由电感提供，转由输出电容负担，这时电感的电流
为零，相对电感的电压也为零，我们称工作在
D3Ts期间。
（3）D3
1D1
D2，
vLP（t）
vLS（t）
0
iLP（t）
iLS（t）
0
负载电流大小恰为通过二极体电流的平均值，也就是
IO
VO1
iLS（D1Ts）D2
（VOVO）D22Ts
R2
2LS
其中，R为负载电阻值，将（2.46）化简，可得关系式
（2.44）
（2.45）
（2.46）
2IOLS
NPVO
VD
D2
D2
VO）Ts
，由（2.43）可得，
D1
VI
（VO
NS
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