理解LTE中的基本概念LTE是3G时代向后发展的其中一个方向作为.docx
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理解LTE中的基本概念LTE是3G时代向后发展的其中一个方向作为
理解LTE中的基本概念
LTE是3G时代向后发展的其中一个方向，作為3GPP标準，它能提供50Mbps的上行（uplink）速度以及100Mbps的下行（downlink）速度。
LTE在很多方面对蜂窝网路做了提升，比如，资料传输带宽可设定在1.25MHz到20MHz的范围，这点很适合拥有不同带宽资源的运营商（关於运营商的定义，国外将Carrier表示签发SIM卡的机构，而Operator则表示对SIM卡提供服务的机构，这裡统称為运营商），并且它允许运营商根据所拥有的频谱资源提供不同的服务。
再比如，LTE提升了3G网路的频谱效率，运营商可以在同样的带宽范围内提供更多的资料和更高品质的语音服务。
虽然目前LTE的规范还没有最终定案，但以目前LTE的发展形式可以预料未来十年LTE将能够满足高速资料传输、多媒体服务以及高容量语音服务的需求。
LTE所採用的物理层（PHY）採用了特定的技术在增强型基站（eNodeB）和移动设备（UE）之间进行资料与控制信号的传输。
这些技术有些对於蜂窝网路来说是全新的，包括正交频分复用技术（OFDM）、多输入多输出技术（MIMO）。
另外，LTE的物理层还针对下行连接使用了正交频分多址技术（OFDMA），对上行连接使用了单载波频分多址技术（SC-FDMA）。
在符号週期（symbolperiod）不变的情况下，OFDMA按照subcarrier-by-subcarrier的方式将资料直接发送到多个用户，或者从多个用户接收资料。
理解这些技术将有助於认识LTE的物理层，本文将对这些技术进行叙述，要说明的是，虽然LTE规范分别就上行和下行连接两个方面描述频分双工FDD和时分双工TDD，但实际多採用FDD。
在进入正文之前，还要瞭解的一点是，信号在无线传输的过程中会因為多路径传输（multipath）而產生失真。
简单的说，在发射端和接收端之间存在一个瞄準线（line-of-sight）路径，信号在这个路径上能最快的进行传输，而由於信号在建筑物、汽车或者其他障碍物会產生反射，从而使得信号有许多传输路径，见图1。
一、单载波调制和通道均衡（channelequalization）
时至今日，蜂窝网路几乎无一例外的採用单载波调制方式。
虽然LTE更倾向於使用OFDM，而不是单载波调制，但是简单的讨论一下基於单载波的系统是怎样处理多径干扰（既由多路径传输引起的信号失真）是有帮助的，因為它可以作為参考点与OFDM系统进行比较。
时延扩展（delayspread）表示信号从发射端从不同的路径传送到接收端的延迟时间，在蜂窝网路中，时延扩展大约為几微秒。
这种延迟会引起最大问题是，通过延迟路径到达接收端的符号（symbol）会对随后的符号造成干扰，图2描述了这种情况，它通常被称為码间干扰，即图中的ISI。
在典型的单载波系统裡，符号时间（symboltime）随着传输率的增加而降低，传输率非常高的时候，相应的符号週期（symbolperiod）更短，很可能会发生ISI大於符号週期的情况，这种情况甚至可能会影响到随后的第二个、第叁个符号。
在频域（frequencydomain）对多径干扰（multipathdistortion）进行分析是很重要的。
不同的传输路径和反射程度，都将引起不同的相位偏移（phaseshift）。
当所有经过不同路径达到接收端的信号合併以后，通频带（passband）的频率将会受到相长干扰（constructiveinterference），即同相位（in-phase）信号的线性合併，其他频率则受到相消干涉（destructiveinterference），类似的，这个过程可以看成是反位元相（out-of-phase）信号的线性合併。
合併信号由於选频电路的衰减而產生失真，见图3。
图3.时延扩展（delayspread）过长将会导致频选衰减（即图中的feedfades）。
单载波系统通过时域的均衡来补偿通道的失真，这是它本身所具备的优点，这裡不做详细叙述。
如果要在时域做均衡以补偿多径干扰，可以通过以下两个方法来实现：
（1）通道反转（channelinversion）。
在发送资料之前，优先发送一个特殊的序列，因為原始资料只有在接收端才能被识别，通道均衡器能够决定通道是否回应这个原始资料，而且它能通过反转通道来增加对资料的承载能力，以此来抑制多径干扰的问题。
（2）CDMA系统可以採用梳状（rake）均衡器来处理特定的路径，然后按时间错位的顺序来合併数位信号，通过这样来提升接收信号的信噪比（SNR）。
在另一方面，随着资料率的增加，通道均衡器的实现方法也随之变得复杂。
符号时间也变得更短，这时候，接收端的採样时鐘必须相应的更快。
ISI将变得更加严峻，甚至在某些极端情况它可能会超出几个字元週期。
图4.基於横向滤波（transversalfilter）的通道均衡器
图4给出了一个普通的均衡器电路结构，随着接收端採样时鐘τ的降低，需要更多採样来补偿时延扩展。
根据自适应演算法（adaptivealgorithm）的复杂程度和处理速度，delaytap的数量会随之增加。
对於100Mbps的LTE资料传输率以及将近17μs的时延扩展来说，这种通道均衡的方案就显得不切实际。
下面我们将讨论的是，OFDM是怎样在时域内消除ISI的，这将显着的简化通道补偿的任务。
二、正交频分复用技术（OFDM）
OFDM通信系统并不受符号率（symbolrate）增加的影响，这样有助於提升资料传输率以及控制ISI。
OFDM系统将频带分為许多子载波（sub-carriers），并且将资料以平行束（parallelstream）的方式进行发射。
每一个子载波都进行不同程度的QAM调制，例如QPSK、QAM、64QAM，甚至是更高阶的调制，这根据信号品质的要求来决定。
所以，OFDM符号其实是瞬态信号（instantaneoussignal）在每个子载波上的线性合併。
另外，由於信号是并行发射，而不是串列的传输，因此在同等的资料传输率下，OFDM所使用的符号（symbol）通常比单载波系统中的符号长。
OFDM具有两个很明显的特徵：
第一，每一个符号的前端都有一个循环首码（cyclicprefix，即CP），这个首码用於消除ISI；第二，子载波的间隔非常窄以增加带宽的利用效率，而且相邻的子载波之间并不存在载波间干扰（ICI）。
同样的，分析信号在时域和频域的特徵将有助於理解OFDM是怎样处理多径干扰的。
為了理解OFDM是怎样处理由多路径传输引起的ISI，下面将首先分析OFDM符号在时域的表现。
通常OFDM符号包括两部分：
CP和TFFT，CP的持续时间由时延扩展的预处理程度决定。
当信号经由两个不同的路径传输到接收端的时候，它们在时间上将按照图5进行交叉错列的分佈
图5.OFDM通过更长的符号週期和CP来消除ISI。
对於CP来说，有可能从前端符号（precedingsymbol）就出现失真的情况。
然而，如果CP的时间足够长，前端符号并不会溢出到FFT时间；此时只存在由时间重叠而引起符号之间的干扰问题。
一旦通道的激励响应（impulsereponse）确定下来，可以用“subcarrier-by-subcarrier”的方式使振幅和相位產生偏移，以此来消除失真。
值得注意的是，所有传输到接收端的资讯都与FFT时间有关。
信号在被接收并且被数位化处理之后，接收端将简单的消除CP。
此时，每一个子载波内的方波脉衝就是FFT时间内的固定振幅。
这些方波脉衝的最大作用是在频率上将子载波进行间隔并且不產生ICI。
在时域的方波脉衝（即RECT函数）经过转换后成為频域的SINC函数（即sin（x）/x），见图6。
值得一提的是，它只是对载波间隔（1/Δf）进行简单的转换，频域的SINC函数以15kHz為间隔并且具有零交越（zero-crossing）的特性，这恰好落在邻近子载波的中心上。
因此，就有可能在每一个子载波的中心频率进行採样，同时不用遭受邻近子载波的干扰。
图6.OFDM的字符经过基带芯片的FFT处理后还原出子载波信息。
1、OFDM的缺点
如前所述，OFDM具有一些优异的地方，但它同样存在着缺点。
跟单载波系统相比，OFDM具有两个致命的缺点：
容易受到频率偏移的影响，频率產生偏移有可能是由本地振盪引起的，也可能是多普勒频移（Dopplershifte）；除此之外，信号峰均功率比（PAPR）过大也是其中的一个缺点。
如果每一个子载波都能够在它的中心频率进行準确的採样，那麼这样的OFDM系统就可以实现零ICI。
通过快速傅立叶变换（FFT）将时域採样的OFDM信号转换成频域信号，这是一种有效的实现离散傅立叶变换（DFT）的方法，它形成一系列初始的离散频率，这些频率可以下列公式表达。
最终的频谱具有离散的频率K/NTs,K=0,1,…N-1，其中Ts表示时域的採样间隔，N是採样的数量，採样数量是在FTT时间内定义的。
因此，通过傅立叶变换来表示的信号频率完全由採样频率1/Ts定义。
这裡以一个特殊的LTE為例，LTE将发射的带宽定义在1.25MHz到20MHz之间。
当带宽為1.25MHz的时候，FFT的大小為128。
换句话说，在FFT时间（66.67μs）内进行了128次的採样，Ts=0.52086μs，接收信号可以表示為15kHz、30kHz、45kHz等等分量的函数。
这些频率恰好是子载波的中心频率，除非在下变频转换的过程中出现错误。
接收信号在RF载波频率进行下变频转换后，然后在基带频率进行FFT。
下变频转换通常是採用直接变频的方法进行，即接收信号与本振频率（LO）混合。
在理想情况下，载波信号与接收端的LO是相同的，但在实际中这点很难做到。
发射端和接收端LO总是会產生偏移，因此必须採用更加有效的方法使它们同步。
為了做到这一点，每一个基站週期性的发送同步信号，这些同步信号除了被用於LO的同步之外，还被用於初始的资料获取和移交等其他任务。
即便是这样，其他的干扰源也可能会使信号出现不同步的问题，比如Doppler频移和本振相位杂讯，这些干扰都有可能导致图7中的ICI。
出於上述这些原因，必须对信号的频率进行持续的监视。
任何偏移都必须在基带处理的过程中被纠正以避免產生额外的ICI。
图7.频率偏移导致载波间干扰（ICI）。
OFDM的另外一个最大的缺点是PAPR过大。
对於一个单独的OFDM符号来说，瞬态发射的RF功率可以发生明显的改变，前面提到，OFDM符号是所有子载波的合併，子载波电压可以在符号的任何位置上加入同位相，这将產生非常高的瞬态峰值功率。
高PAPR要求A/D和D/A转换的动态范围增大，更重要的是，它同时减小了RF功率放大器的效率。
有时候单载波系统使用固定的资料包调制方式，比如Gaussian最小移相键控（GMSK），或者移相键控技术（PSK）。
当信号保持稳定的放大的时候，资料通过改变瞬态频率或者相位进行传输。
RFPA并不需要高度的线性，事实上，在驱动PA的时候可以将其信号“箝制”在最大值和最小值之间摆动。
输出滤波器可以消除由信号“箝制”引起的谐波失真。
如果RFPA可以用这种方法实现，它们将达到70?
?
效率。
通过上述的比较可以看出，OFDM并不是一种完全採用资料包的调制方式。
在每一个符号裡，子载波的幅度和相位是不变的，在对OFDM符号进行处理的过程中，有可能存在几个的峰值。
RFPA必须具备在没有对信号进行“箝制”的前提下处理电压摆动的问题，因此需要更大的放大器来应对功率的需求，这样带来的结果是效率的降低。
RFPA处理OFDM的效率可以小於20?
?
虽然可以进行一些测量来减小电压峰值，OFDM系统中PAPR过大的问题仍然会导致RFPA效率比单载波系统小。
三、正交频分多址技术（OFDMA）
OFDMA技术被用於LTE的下行连接，為了方便理解OFDMA，下面将它与分组（packet-oriented）网路方案进行比较。
802.11a属於分组的网路方案，它所採用的载波侦听多路访问技术（CSMA）同样属於多工技术，从固定的接入点AP到移动用户的上行和下行连接是通过对物理层的资料进行封装打包的方法进行的，而OFDMA技术能更有效的利用网路资源。
1、OFDMA与分组协议的比较
跟LTE类似的是，IEEE802.11a採用OFDM作為基本的调制方式。
但不同的是，802.11a使用CSMA作為其多工技术的基础，CSMA本质上是一种“listenbeforetalk”的方案，举例来说，如果AP对於用户端来说有排列处理的任务，它将监测通道是否处於工作状态。
当通道处於閒置状态的时候，内部的计时器将开始工作，计时器随机產生，并且在网路仍然处於閒置状态的时候，它将继续保持工作状态。
当计时器到零的时候，AP将发射一个2000bytes位元址的物理层资料包到用户端，也或者在同一个蜂窝区域内对所有的用户广播这个地址。
在这个过程中，通过加入后退（back-off）时间来减小衝突。
图8.在IEEE802.11a裡，每一个资料前端都包含前同步码（preamble）和报头（header）。
在802.11a协定裡，资料包的处理过程将佔用所有带宽，图8显示了802.11a物理层资料包的格式，资料包的长度从64到2048byte不等。
如果资料包得以成功发射，接收端将发送一个ACK信号，没被识别的资料包将被忽略。
每一个资料包的前端為20μs的前同步码，它的作用是信号侦测、天线分集选择、设置AGC、评估频率偏移、时序同步、通道评估。
在PHY前同步码裡并不包含接收端定位的资讯，这些资讯包含在资料包中并在MAC层进行解析。
从网路的角度来看，802.11a所採用的分组协议的优点是它比较简单。
每一个资料包都对应一个接收单元（recipient）。
然而，CSMA多路方案中的后退（backoff）时间会导致系统处於空閒状态，这会降低整体的效率。
不仅如此，PHY的前同步码也是网路资料传输的负担，同样会降低效率。
在实际运用中，802.11a的效率為50?
?
换句话说，对於54Mbps的网路来说吞吐量為25到30Mbps。
也可以放弃使用CSMA的多路方案来，转而採用资料包的方案来提供整体的效率。
由於发送ACK信号而导致的效率降低可以通过另外一种方法来缓解，即以组為单位来识别ACK信号，而不是逐个识别。
儘管这种方法能提升系统的效率，但它仍然不能使分组网路的效率超过65?
°70?
?
更重要的是，每一个资料包在传输和识别的时候将佔用整个网路资源，AP只能按顺序為终端用户提供定位。
在同一个蜂窝区域内如果用户的数量过多，延迟便成為突出的问题，特别是，蜂窝运营商要扩充更多的业务，这种延迟的问题将变得更加严峻。
从下文我们可以看出OFDMA将比分组方案在这些方面具有怎样的优势。
2、OFDMA和LTE的帧结构
对於LTE下行连接来说，OFDMA是一种比较可行的多路復用方案。
虽然它增加了系统的复杂程度，但是在效率和延迟方面，它远远优於分组的方案。
在OFDMA裡，在一定的时间内用户被分配予一定数量的子载波，在LTE规范裡这些被分配的子载波被定义為物理层资源块（PRB），PRB同时受到时间和频率的影响。
通常PRB的分配工作主要在基站进行。
图9.LTE的资料帧结构
為了进一步解释OFDMA，这裡还需要认识物理层的帧结构。
以FDD类型的帧结构為例子，见图9，LTE的帧為10ms，它包括十个子帧部分，每个子帧部分為1ms。
根据是否採用了普通的或者增强型的循环首码，每一个子帧又包含两个slote（参见图9）。
PRB被定义為包含12个连续的子载波。
在基站对资源分配的过程中，PRB是最小的元素，表1给出了下行带宽的分配情况。
表1.下行的带宽分配
见图10，下行信号在Nsymb的符号裡包括NBW个子载波，每一个网格代表一个符号週期的单载波，它被定义為“resouceelement”。
这裡要注意的是，在MIMO系统裡，对於每一个发射天线对应一个网格。
和分组格式的网路相比，LTE并没有採用前同步码来进行载波偏移的评估、通道的评估、时间同步的评估等等。
取而代之的是，在PRB裡嵌入了特殊的参考信号，如图11所示。
如果使用的是短CP，参考信号将在第一个和第五个OFDM符号发送，如果使用的是长CP，参考信号将在第一个和第四个OFDM符号发送。
每第六个子载波发送参考信号，并且参考信号在时间和频率上进行交叉处理。
承载符号的通道回应可以直接进行计算。
图10.下行数据的分配
图11.LTE的参考信号被佈置在频谱中
四、多入多出技术（MIMO）和最大比率合成（MRC）
LTE的物理层可以同时在基站和UE端使用多个收发器，这是為了提升连接的坚固性以及增加LTE下行连接的资料传输率。
在实际中，当信号的强度非常低或者出现多路径传输的情况，最大的资料率合併MRC被用於提升连接可靠性。
MIMO就是其中的一种被用提升系统资料传输率的技术。
图12.MRC/MIMO需要多个收发器
图12左显示了一个典型的使用多个天线的单通道接收器，显然，接收器的结构採用了多个天线，但是它并不具备支援MRC/MIMO的能力。
图12右显示了同时支援MRC和MIMO的基本接收器的电路拓扑。
MRC和MIMO很多时候被称為“多天线”技术，但那样是有点用词不当。
值得注意的是，图12两种电路之间最突出的特点并不是多天线，而是多个收发器。
对於MRC来说，信号经由两个或者多个独立的天线/收发器组对。
值得注意的是，天线是独立的，它们具有不同通道的脉衝回应。
经由不同天线接收到的信号，在合併成单独的补偿信号之前，它们在基带处理器要进行通道补偿。
如果使用上述的方法进行补偿，接收信号经过基带处理器后才会变得连贯。
在这个过程中，来自於各个收发器的热杂讯是非关联的，这样通道补偿的线性合併将导致双通道MRC接收器的SNR比平均值大3dB。
合併除了能提升SNR的性能之外，MRC接收器也因此可以在频率选通之前可靠的工作。
前面提到，独立的天线可以对每一个接收通道具有不同通道的脉衝响应，所以从统计学来看，一个既定的子载波将很难在所有接收通道内经受深度的衰减。
补偿信号的深度频选衰减的可能性明显的减少。
图13.MRC在AWGN和频率选通衰减方面增强了通信的可靠性
见图13，MRC提升的连接的可靠性，但是它不会增加系统的资料传输率。
在MRC模式裡，资料经过一个单独的天线发射出去，然后经由两个或者多个接收器被接收处理。
与其说MRC是一种传统的天线分集的模式，不如说它是一种接收器分集（receiverdiversity）模式。
另一方面，MIMO可以提升系统的资料传输率，它是通过同时在发射端和接收端採用多个天线来实现的。
图14.MIMO参考信号按顺序发射以计算通道回应
為了成功的实现MIMO方式的资料收发，接收器要求必须能决定通道的脉衝回应。
在LTE裡，通道的脉衝回应主要通过从每一个发射天线连续发射参考信号来确定，见图14。
这裡以图15的2×2MIMO系统為参考，它总共有四个通道脉衝回应，即C1、C2、C3和C4。
在这个过程中，如果有一个天线在发送参考信号，那麼其他的天线将处於閒置状态。
一旦脉衝回应被确定了以后，资料可以同时从所有的天线发射出去。
图15.MIMO需要对所有通道回应进行优先级别的识别
五、单载波频分多址技术（SC-FDMA）
LTE对於上行连接的要求与对下行连接的要求有所不同，这主要体现在几个方面。
毫无疑问的，在UE端功耗是很重要的一个参数。
高数值的PAPR以及由OFDM引起的效率损失在这裡是主要要考虑的问题。
出於上述的原因，在LTE的上行连接中需要寻求一种最佳的OFDM方案。
单载波频域多接入点技术，即SC-FDMA非常适合LTE上行连接的要求。
它的发射端和接收端结构非常类似於OFDMA，并且它还提供同样等级的多路径传输保护功能。
最重要的是，因為它的基本波形本质上是单载波的，并且其PAPR非常低。
图16.SC-FDMA和OFDMA的功能结构非常相似
图16显示了基本的SC-FDMA发射端和接收端对资料的处理流程。
这裡可以看到，许多的功能模组都在SC-FDMA和OFMA裡用的比较多，因此，在上行和下行路径之间存在一个明显的功能性commonality的等级。
发射路径的功能模组包括了：
（1）Constellationmapper。
将输入资料位元流转换成单载波符号，即通常所说的BPSK、QPSK或者16QAM，採用样的转换方式取决於通道的条件；
（2）串列/平行转换。
将时域的SC符号进行格式化，格式化后的资料块（block）被传输至FFT引擎。
（3）M-pointDFT。
将时域的SC资料块转换成M离散音调。
（4）字载波映射。
即将DFT输出音调映射成特定的子载波用於发送。
SC-FDMA系统可能是使用邻近的音调（localized），也可能是使用平均的空间音调（distributed），如图17所示。
目前LTE裡工作模式假定的是，将要使用本地的子载波映射。
局部和分佈子载波映射之间的交换动作将在下麵进行讨论。
图17.SC-FDMA子载波可以通过集中或者分散的方式进行映射。
（5）N节点IDFT。
将映射后的子载波进行逆转换，转换后的时域信号用於传送。
（6）循环首码和脉衝限幅。
循环首码是在复合SC-FDMA符号之前对其进行处理，这样做的目的是為其提供抑制多路径传输干扰的能力，这类似於OFDM所使用的方法。
对脉衝的限幅的目的是防止频谱的衍生。
（7）RFE。
这部分的作用是将数位信号转换成类比信号，并且进一步转换成高频RF信号以便后面的发射。
在接收端的电路裡，对资料的处理过程本质上与发射端是恰好相反的。
以OFDM為例，SC-FDMA的资料传输可以被看成是，对离散的子载波信号进行综合。
在OFDM系统裡，多路径传输所產生的失真採用同样的方法进行处理。
这个过程可以简单的被理解為，驱除CP，将信号转换到频域，然后依次子载波偏置对通道进行纠正。
不像OFDM那样，由离散的子载波所传输基本SC-FDMA信号并不是单载波信号。
这点和OFDM很不相同，因為SC-FDMA的子载波不是独立的（对资料）进行调制的。
这样，在OFDM中PAPR将变得更低。
有分析指出，LTE系统中的UERFPA可以以2dB进行工作，这接近於1dB的压缩点（compressionpoint），如果在上行连接中採用OFDM，这点是有可能的。
前面提到，SC-FDMA子载波可以通过两种方式来进行映射，即像图17那样集中或者分散的进行。
但是，目前的工作假设情况是，LTE将使用集中的子载波映射。
它的精确度由集中映射的程度决定，在这种情况下，通过通道。
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