逻辑无环流可逆直流调速系统课程设计.docx
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逻辑无环流可逆直流调速系统课程设计
蜀戈歹疗城南学院
课程设计（论文）
题目：
逻辑无环流可逆直流调速系统设计
学生姓名：
吴艳兰
学号：
201佃7250104
班级：
1101班
专业：
D自动化（工业自动化）
指导教师：
李益华—吴军
2014年7月
逻辑无环流可逆直流调速系统设计
学生姓名：
吴艳兰
学号:
201佃7250104
班级：
1101班
所在院（系）：
电气与信息工程系
指导教师：
李益华吴军
完成日期：
2014年7月11日
逻辑无环流可逆直流调速系统设计
摘要
直流电动机具有良好的起制动性能，易于广泛范围内平滑调速，在需要高性能可控电力拖动的领域中得到广泛的应用。
直流拖动控制系统在理论上和实践上都比较成熟，而且从反馈闭环控制角度来看，它又是交流拖动控制系统的基础，所以首先应该掌握好直流系统。
在许多生产机械中，常要求电动机既能正反转，又能快速制动，需要四象限运行的特性，此时必须采用可调速系统。
本文着重介绍“逻辑无环流可逆直流调速系统”。
逻辑无环流可逆直流调速系统省去了环流电抗器，没有了附加的环流损耗，节省变压器和晶闸管装置的附加设备容量。
和有环流系统相比，因换流失败造成的事故率大为降低。
关键词：
无环流；可逆直流调速系统；逻辑控制器
1绪论4
1.1设计的目的和意义4
1.2设计要求4
2系统结构方案的选择5
3主回路的选择6
3.1主电路形式的选择与论证6
3.2交流电源的选择（单相或三相）7
3.3晶闸管元件的计算与选择7
3.4晶闸管保护措施的电路设计与计算7
3.5平波电抗器的计算与选择8
3.6测速机的选择与可变电位器的选择与计算10
3.7电机励磁回路设计10
4触发器的设计和同步相位的配合11
4.1触发电路的设计与选择11
4.2同步相位的配合12
5辅助电路设计13
5.1高精度给定电源的设计13
5.2其他辅助电路设计13
5.2.1转矩极性鉴别（DPT）13
5.2.2零电平检测（DPZ）14
5.2.3逻辑控制（DLC）14
5.2.4电流反馈与过流保护（FBC+FA）16
5.2.5转速变换（FBS）17
5.2.6反号器（AR）17
6电流环设计19
6.1调节器参数计算19
6.2调节器实现19
7转速环设计22
7.1调节器参数计算22
7.2调节器实现22
8系统原理框图25
课程设计总结26
参考文献27
1绪论
1.1设计的目的和意义
（1）了解、熟悉逻辑无环流可逆直流调速系统的原理和组成。
（2）掌握各控制单元的原理、作用及调试方法。
（3）掌握逻辑无环流可逆直流调速系统的调试步骤和方法。
（4）了解逻辑无环流可逆直流调速系统的静态特性和动态特性。
1.2设计要求
稳态无静差，电流超调量Gw5%空载起动到额定转速时的转速超调量6<
10%电流调节器已按典型I型系统设计,并取参数KT=0.5。
（1）选择转速、电流调节器结构，并计算其参数。
（2）计算电流环的截止频率，ci和转速环的截止频率，cn，并考虑它们是否合理？
（3）根据题目的技术要求，分析论证并确定主电路的结构型式和闭环调速系
统的组成，画出系统组成的原理框图
（4）根据双闭环直流调速系统原理图，分析逻辑无环流可逆系统起、制动的过程；
（5）汇出动态波形，说明在每个阶段中ASRAC各起什么作用，VF和VF各处什么状态；
（6）绘制双闭环直流调速逻辑无环流可逆调速系统的电气原理总图；
2系统结构方案的选择
2.1选择变压调速
对于要求在一定范围内无级平滑调速的系统来说，以调节电枢供电电压的方式为最好。
改变电阻只能有级调速；减弱磁通虽然能够平滑调速，但调速范围不大，往往只能配合调压方案，在基速（即电动机额定转速）以上作小范围的升速。
因此，自动控制的直流调速系统往往以变压调速为主。
2.2选择双闭环调速系统
采用转速负反馈和PI调节器的单闭环调速系统可以在保证系统稳定的条件下实现转速无静差。
如果对系统的动态性能要求较高，例如要求快速起制动，突加负载动态速降小等等，单闭环系统就难以满足要求。
这主要是因为在单闭环系统中不能完全按照需要来控制动态过程的电流或转矩。
在单闭环调速系统中，只有电流截止负反馈环节是专门用来控制电流的，但它只是在超过临界电流Ider值以后，靠强烈的负反馈作用限制电流的冲击，并不能很理想地控制电流的动态波形。
电流从最大值降低下来以后，电机转矩也随之减小，因而加速工程必然拖长。
综上所诉，选择双闭环调速系统能得到较好系统性能，以满足要求。
3主回路的选择
3.1主电路形式的选择与论证
逻辑无环流可逆直流调速系统的主电路如图3.1所示
图3.1逻辑无环流可逆直流调速系统的主电路
本方案的主回路由正桥及反桥反向并联组成，并通过逻辑控制来控制正桥和反桥的工作与关闭，并保证在同一时刻只有一组桥路工作，另一组桥路不工作，这样就没有环流产生。
由于没有环流，主回路不需要再设置平衡电抗器，但为了限制整流电压幅值的脉动和尽量使整流电流连续，仍然保留了平波电抗器。
正向启动时，给定电压Ug为正电压，“逻辑控制”的输出端Ulf为“0”态,Ulr为“1”态，即正桥触发脉冲开通，反桥触发脉冲封锁，主回路“正桥三相全控整流”工作，电机正向运转。
当Ug反向，整流装置进入本桥逆变状态，而Ulf、Ulr不变，当主回路电流减小并过零后，Ulf、Ulr输出状态转换，Ulf为“1”态，Ulr为“0”态，即进入它桥制动状态，使电机降速至设定的转速后再切换成反向电动运行；当Ug=0寸，则电机停转。
反向运行时，Ulf为“1”态，Ulr为“0”态，主电路“反桥三相全控整流”工作。
“逻辑控制”的输出取决于电机的运行状态，正向运转，正转制动本桥逆变及反转制动它桥逆变状态，Ulf为“0”态，Ulr为“1”态，保证了正桥工作，反桥封锁；反向运转，反转制动本桥逆变，正转制动它桥逆变阶段，则Ulf为“1”
态，Ulr为“0”态，正桥被封锁，反桥触发工作。
由于“逻辑控制”的作用，在逻辑无环流可逆系统中保证了任何情况下两整流桥不会同时触发，一组触发工作
时，另一组被封锁，因此系统工作过程中既无直流环流也无脉动环流。
3.2交流电源的选择
交流电源选择三相电路，一次侧相电压为5=220V为了得到零线，变压器二次侧必须接成星形，而一次侧接成三角形，避免3次谐波流入电网。
在进行变压器计算之前，应该确定负载要求的直流电压和电流，确定变流设备的主电路接线形式和电网电压。
先选择其次级电压有效值U2,U2数值的选择
不可过高和过低，如果U2过高会使得设备运行中为保证输出电流电压符合要求而导致控制角过大，使功率因数变小。
如果U2过低又会在运行中出现当a=amin时仍然得不到负载要求的直流电压的现象。
通常次级电压，初级和次级电流根据
设备的容量，主接线结构和工作方式来定。
由于有些主接线形式次级电流中含有直流成分，有的又不存在，所以变压器容量的计算要根据具体情况来定。
3.3晶闸管元件的计算与选择
晶闸管参数计算：
对于三相桥式整流电路，晶闸管电流的有效值为：
1
I2=Ivt=勇人=0.577时（3-1）
则晶闸管的额定电流为：
Ivt（av）山0.368ld=0.368760A=279.68A（3-2）
1.57
取1.5~2倍的安全裕量，Ivt（av）=420A
由于电流连续，因此晶闸管最大正反向峰值电压均为变压器二次线电压峰
值，即：
UFM-URM=2.45U2=2.4575^1837.5V（3-3）
取2~3倍的安全裕量，Uvt=4OOOV
3.4晶闸管保护措施的电路设计
图3.2RC保护电路
晶闸管有一个重要特性参数一断态电压临界上升率dlv/dlt。
它表明晶闸管
在额定结温和门极断路条件下，使晶闸管从断态转入通态的最低电压上升率。
若电压上升率过大，超过了晶闸管的电压上升率的值，则会在无门极信号的情况下开通。
即使此时加于晶闸管的正向电压低于其阳极峰值电压，也可能发生这种情
况。
因为晶闸管可以看作是由三个PN结组成。
在晶闸管处于阻断状态下，因各层相距很近，其J2结结面相当于一个电容
CO。
当晶闸管阳极电压变化时，便会有充电电流流过电容CO,并通过J3结，这
个电流起了门极触发电流作用。
如果晶闸管在关断时，阳极电压上升速度太快，则CO的充电电流越大，就有可能造成门极在没有触发信号的情况下，晶闸管误导通现象，即常说的硬开通，这是不允许的。
因此，对加到晶闸管上的阳极电压上升率应有一定的限制。
为了限制电路电压上升率过大，确保晶闸管安全运行，常在晶闸管两端并联RC阻容吸收网络，利用电容两端电压不能突变的特性来限制电压上升率。
因为电路总是存在电感的（变压器漏感或负载电感），所以与电容C串联电阻R可起阻尼作用，它可以防止R、L、C电路在过渡过程中，因振荡在电容器两端出现的过电压损坏晶闸管。
同时，避免电容器通过晶闸管放电电流过大，造成过电流而损
坏晶闸管。
由于晶闸管过流过压能力很差，如果不采取可靠的保护措施是不能正常工作的。
RC阻容吸收网络就是常用的保护方法之一。
3.5平波电抗器的计算与选择
在使用晶闸管整流装置供电时，其供电电压和电流中，含有各种谐波成份。
当触发角:
-增大，负载电流减小到一定程度时，还会产生电流断续现象，造成对变流器特性的不利影响。
当负载为直流电动机时，由于电流断续和直流电动机的脉动，会使晶闸管导通角二减小，整流器等效内阻增大，电动机的机械特性变软，换相条件恶化，并且增加电动机的损耗。
因此，除在设计变流装置时要适当增大晶闸管和二极管的容量，选择适于变流器供电的特殊系列的直流电动机外，通常
还采用在直流电路内串接平波电抗器，以限制电流的脉动分量，维持电流连续。
若要求变流器在某一最小输出电流Idmin时仍能维持电流连续，则电抗器的电感按下式计算：
U2
dmin
式中U2为交流测电源相电压有效值;
Idmin为要求连续的最小负载电流平均值。
对于不同控制角「，所需的电感量Li
（3-5）
L^k^U^sin：
1dmin
本设计中的参数为：
U2=750V，ld=760丄，ldmin二5%~10%ld=38-76：
，
ki=0.693，临界值：
一90。
将以上所述参数代入可计算出本设计所需的临界电感参数值为
750
Lj=0.69313.68mH
38
整流变压器漏电感折算到次级绕组每相的漏电感Lt按下式计算：
式中kTL—与整流主电路形式有关的系数，本设计U2二750V,J=760二，
山％=5,kTL=3.9。
将以上所需参数代入式可计算出漏电感Lt的值，即
L^3.^—x^^=0.385mH
10038
综上所述，根据直流电动机的电枢电感为Ld=7mH，可得使输出电流连续的临界电感量
Lh=L,-Ld-Lt=13.68-0.385-7=6.295mH（3-7）
电抗器要选的值应比Lh大，故选10mH的电感作为平波电抗器。
3.6测速机的选择与可变电位器的选择与计算
直流测速机的额定数据分别为10W10V,0.2A，1900转/分；可变电位器RP2
20%这样，测速机
的选择：
考虑测速发电机输出最高电压时，其电流约为额定电枢压降对检测信号的线性度影响较小，于是
此时所消耗的功率为:
（3-9）
20%CNnln=0.34W
为了使电位器温度不要很高，实选瓦数应为消耗功率的一倍以上。
故选择
RP2为1W2501的可调电位器
3.7电动机励磁回路设计
直流电动机的励磁方式是指对励磁绕组如何供电、产生励磁磁通势而建立主磁场的问题。
根据励磁方式的不同，直流电动机可分为下列几种类型。
他励直流电动机；并励直流电动机；串励直流电动机；复励直流电动机。
本设计采用他励形式给电动机励磁。
将线路电压经过变压器和整流二极管变成220V的直流电压，给电动机励磁＜
4触发器的设计和同步相位的配合
4.1触发电路的设计与选择
正弦波同步移相触发电路
正弦波同步移相触发电路由同步移相、脉冲放大等环节组成，其原理如图
4.1所示。
同步信号由同步变压器副边提供，三极管V1左边部分为同步移相环节，在V1的基极综合了同步信号电压UT偏移电压Ub及控制电压Uct（RP1电位器调节Uct，RP2调节Ub）。
调节RP1及RP2均可改变V1三极管的翻转时刻，从而控制触发角的位置。
脉冲形成整形环节是一分立元件的集基耦合单稳态脉冲电路，V2的集电极耦合到V3的基极，V3的集电极通过C4RP3耦合到V2的基极。
当V1未导通时，R6供给V2足够的基极电流使之饱和导通，V3截止。
电源
电压通过R9T1、VD6V2对C4充电至15V左右，极性为左负右正。
RlR2
l-r-t-1_
Vvi）2
C2*
JhiZ0d4
Vl\7池3
图4.1正弦波同步移相触发电路原理图
当V1导通的时候，V1的集电极从高电位翻转为低电位，V2截止，V3导通,脉冲变压器输出脉冲。
由于设置了C4RP3阻容正反馈电路，使V3加速导通,
提高输出脉冲的前沿陡度。
同时V3导通经正反馈耦合，V2的基极保持低电压，
V2维持截止状态，电容通过RP3V3放电到零，再反向充电，当V2的基极升到
0.7V后，V2从截止变为导通，V3从导通变为截止。
V2的基极电位上升0.7V的
时间由其充放电时间常数所决定，改变RP3的阻值就改变了其时间常数，也就改变了输出脉冲的宽度。
4.2同步相位的配合
晶闸管控制角
表4-1晶闸管控制角:
-与触发电压Uct的关系
Uct
0
0.5
1.0
1.50
2.0
2.5
3.0
3.45
4.0
4.5
5.0
5.4
a
__o
90
82o
72。
66。
54。
48。
36。
30o
24o
12o
6o
0o
5辅助电路设计
5.1高精度给定电源的设计
给定的原理图如图5.1所示
电压给定由两个电位器RP1RP2及两个钮子开关S1、S2组成。
S1为正、负极
性切换开关，输出的正、负电压的大小分别由RP1RP2来调节，其输出电压范围为0〜士I5V,S2为输出控制开关，打到“运行”侧，允许电压输出，打到“停止”侧，则输出恒为零。
5.2其它辅助电路设计
5.2.1转矩极性鉴别（DPT）
转矩极性鉴别为一电平检测器，用于检测控制系统中转矩极性的变化。
它是一个由比较器组成的模数转换器，可将控制系统中连续变化的电平信号转换成逻辑运算所需的“0”、“T电平信号。
其原理图如图5.2所示。
转矩极性鉴别器的输入输出特性如图5.4a所示，具有继电特性。
调节运放同相输入端电位器RP1可以改变继电特性相对于零点的位置。
继电特性的回环宽度为：
式中，K1为正反馈系数，K1越大，则正反馈越强，回环宽度就越小；Usr2和
Usr1分别为输出由正翻转到负及由负翻转到正所需的最小输入电压；Uscm1和
Uscm分别为反向和正向输出电压。
逻辑
控制系统中的电平检测环宽一般取0.2〜0.6V，环宽大时能提高系统抗干扰能力，但环太宽时会使系统动作迟钝。
图5.2转矩极性鉴别原理图
5.2.2零电平检测（DPZ）
零电平检测器也是一个电平检测器，
其工作原理与转矩极性鉴别器相同，在
控制系统中进行零电流检测，当输出主电路的电流接近零时，电平检测器检测到
J
Usen2
U1
ii
k1P
I
UsrlUsr2IKcnL
（a）转矩极性检测（b）零电平检测
图5.4转矩极性鉴别及零电平检测输入输出特性
5.2.3逻辑控制（DLC）
逻辑控制用于逻辑无环流可逆直流调速系统，其作用是对转矩极性和主回路
零电平信号进行逻辑运算，切换加于正桥或反桥晶闸管整流装置上的触发脉冲，以实现系统的无环流运行。
其原理图如图5.5所示。
其主要由逻辑判断电路、延时电路、逻辑保护电路、推［电路和功放电路等环节组成。
（1）逻辑判断环节
逻辑判断环节的任务是根据转矩极性鉴别和零电平检测的输出UM和UI状态，
正确地判断晶闸管的触发脉冲是否需要进行切换（由UM是否变换状态决定）及切换条件是否具备（由UI是否从“0”变“1”决定）。
即当UM^号后，零电平检测到主电路电流过零（UI=“1”）时，逻辑判断电路立即翻转，同时应保证在任何时刻逻辑判断电路的输出U峦UF犬态必须相反。
（2）延时环节
要使正、反两组整流装置安全、可靠地切换工作，必须在逻辑无环流系统中的逻辑判断电路发出切换指令UZ或UF后，经关断等待时间t1（约3mS和触发等待时间t2（约10ms）之后才能执行切换指令，故设置相应的延时电路，延时电路中的VD1VD2C1、C2起t1的延时作用，VD3VD4C3C4起t2的延时作用。
（3）逻辑保护环节
逻辑保护环节也称为“多一”保护环节。
当逻辑电路发生故障时，UZUF
的输出同时为“1”状态，逻辑控制器的两个输出端Ulf和Ulr全为“0”状态，造成两组整流装置同时开放，引起短路和环流事故。
加入逻辑保护环节后。
当UZUF全为“1”状态时，使逻辑保护环节输出A点电位变为“0”，使Ulf和Ulr都为高电平，两组触发脉冲同时封锁，避免产生短路和环流事故。
⑷推B环节
在正、反桥切换时，逻辑控制器中的G8俞出“1”状态信号，将此信号送入调节器II的输入端作为脉冲后移推B信号，从而可避免切换时电流的冲击。
（5）功放电路
由于与非门输出功率有限，为了可靠的推动Ulf、Ulr,故增加了V3V4组成的功率放大级。
5.2.4电流反馈与过流保护（FBC+FA）
（1）电流反馈与过流保护单元的输入端TA1、TA2TA3,来自电流互感器的输出端，反映负载电流大小的电压信号经三相桥式整流电路整流后加至RP1RP2及R1、R2VD7组成的3条支路上，其中：
1R2与VD7并联后再与R1串联，在VD7勺阳极取零电流检测信号从“1”端输出，供零电平检测用。
当电流反馈的电压比较低的时候，“1”端的输出由R1、R2
分压所得，VD7处于截止状态。
当电流反馈的电压升高的时候，“1”端的输出也
随着升高，当输出电压接近0.6V左右时，VD7导通，使“1”端输出始终钳位在0.6V左右。
2将RP的滑动抽头端输出作为电流反馈信号，从“2”端输出，电流反馈系
数由RP进行调节。
3RP2的滑动触头与过流保护电路相连，调节RP刑调节过流动作电流的大小。
图5.6电流反馈与过流保护原理图
⑵当电路开始工作时，由于V2的基极有电容C2的存在，V3必定比V2要先导通，V3的集电极低电位，V4截止，同时通过R4VD8将V2基极电位拉低，保证V2一直处于截止状态。
（3）当主电路电流超过某一数值后，RP2E取得的过流电压信号超过稳压管V1的稳压值，击穿稳压管，使三极管V2导通，从而V3截止，V4导通使继电器K动作。
（4）过流的同时，V3由导通变为截止，在集电极产生一个高电平信号从“3”
端输出，作为推B信号供电流调节器（调节器II）使用。
（5）当过流动作后，电源通过SBR4VD8及C2隹持V2导通，V3截止、V4导通、继电器保持吸合，持续告警。
SE为解除过流记忆的复位按钮，当过流故障排除后，则须按下SB以解除记忆，告警电路才能恢复。
当按下S敢纽后，V2基极失电进入截止状态，V3导通、V4截止，电路恢复正常。
5.2.5转速变换（FBS）
转速变换用于有转速反馈的调速系统中，反映转速变化并把与转速成正比的电压信号变换成适用于控制单元的电压信号。
图5.7为其原理图：
RI
±C1*03
图5.7转速变换原理图
使用时，将DD03-3（或DD03-2等）导轨上的电压输出端接至转速变换的输入端
1”和“2”。
输入电压经R1和RP份压，调节电位器RP1可改变转速反馈系数。
5.2.6反号器（AR）
反号器由运算放大器及相关电阻组成，用于调速系统中信号需要倒相的场
合，如图5.8所示
反号器的输入信号U1由运算放大器的反相输入端输入，故输出电压U2为:
U2二-（RP1R3）/R1Ui（5-2）
调节电位器RP的勺滑动触点，改变RP1勺阻值，使RP1+R3=R1则
u2二-S
输入与输出成倒相关系。
电位器RP装在面板上，调零电位器RP2装在内部线路板上（在出厂前我们已经将运放调零，用户不需调零）。
6电流环设计
稳态无静差，电流超调量g乞5%，空载起动到额定转速时的转速超调量
6—10%。
电流调节器已按典型I型系统设计,并取参数KT=0.5。
已知电动机参数为：
PN=500kWUN=750VIN=760A，nN=375r/min，电
动势系数Ce=1.82V•min/r,电枢回路总电阻R=0.14Q,允许电流过载倍数入
=1.5,触发整流环节的放大倍数Ks=75,电磁时间常数T=0.031s,机电时间常数
Tm=0.112s,电流反馈滤波时间常数T0i=0.002s,转速反馈滤波时间常数
T0n=0.02s。
设调节器输入输出电压Unm*=Uim*=Unm=10V,调节器输入电阻R0=40k
6.1调节器参数计算
（1八整流装置滞后时间常数Ts:
三相桥式电路平均失控时间
Ts=0.0017s。
（2）、电流滤波时间常数Toi:
Toi=0.002s
（3）
T<-TsToi二0.0037s
、电流小时间常数T旦：
按小时间常数近似处理:
6.2调节器实现
采用含给定滤波和反馈滤波的模拟式PI型电流调节器，其原理图如图6.1所
示。
图中Ui为电流给定电压，-Id为电流负反馈电压，调节器的输出就是电力电子变换器的控制电压U
根据设计要求；—_5%，并保证稳态电流无差，可按典型I型系统设计电流
调节器。
电流环控制对象是双惯性型的,
因此可用PI型电流调节器，其传递函数
为:
WACR（S）
Ki（iS1）
TiS
检查对电源电压的抗扰性能：
卫二卫空兰之."
T旦0.0037s
电流调节器超前时间常数：
「訂=0.03s
取电流反馈系数：
B=血=10“009V/A
In1.5汉760
电流环开环增益：
取K|T[=0.5，因此
K|
0.5
0.5
0.0037s
=135.14s‘
于是，ACR勺比例系数为:
135.140.0310.14
759009
=0.8689
（6-1）
（6-2）
（6-3）
（6-4）
（6-5）
校验近似条件
电流环截止频率：
丄二Ki=135.14s‘
1
3TS
晶闸管整流装置传递函数的近似条件:
，满足近似条件
1
1
升级会员 