跟我学系列之四反激电源及变压器设计方案.docx
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跟我学系列之四反激电源及变压器设计方案
跟我学系列之四，反激电源及变压器的设计
反激，反激才是王道！
说实话，开这个话题，我犹豫了很久。
因为关于反激的话题论坛里讨论了很多很多，这个话题已经被讨论的非常透彻了。
关于反激电源的参数设计也有多篇文章总结。
还有热心的网友，根据计算过程，自己编写了软件或电子表格把计算做的傻瓜化。
但我也注意到，几乎每天都会出现关于反激设计过程出现问题而求助的帖子，所以，思量再三，我决定还是再一次提出这个话题！
我不知道我是否能写出一些有新意的东西，但我会尽力去写好。
不期望能入高手的法眼，但愿能给入门者一些帮助。
纵观电源市场，没有哪一个拓扑能像反激电路那么普及，可见反激电源在电源设计中具有不可替代的地位。
说句不算夸张的话，把反激电源设计彻底搞透了，哪怕其他的拓扑一点不懂，在职场上找个月薪10K的工作也不是什么难事。
1，反激电路是由buck-boost拓扑演变而来，先分析一下buck-boost电路的工作过程。
工作时序说明：
t0时刻，Q1开通，那么D1承受反向电压截止，电感电流在输入电压作用下线性上升。
t1时刻，Q1关断，由于电感电流不能突变，所以，电感电流通过D1，向C1充电。
并在C1两端电压作用下，电流下降。
t2时刻，Q1开通，开始一个新的周期。
从上面的波形图中，我们可以看到，在整个工作周期中，电感L1的电流都没有到零。
所以，这个工作模式是电流连续的CCM模式，又叫做能量不完全转移模式。
因为电感中的储能没有完全释放。
从工作过程我们也可以知道，这个拓扑能量传递的方式是，在MOS管开通时，向电感中储存能量，MOS管关断时，电感向输出电容释放能量。
MOS管不直接向负载传递能量。
整个能量传递过程是先储存再释放的过程。
整个电路的输出能力，取决于电感的储存能力。
我们还要注意到，根据电流流动的方向，可以判断出，在输入输出共地的情况下，输出的电压是负电压。
MOS管开通时，电感L1承受的是输入电压，MOS关断时，电感L1承受的是输出电压。
那么，在稳态时，电路要保证电感不进入饱和，必定要保证电感承受的正向和反向的伏秒积的平衡。
那么：
Vin×（t1-t0>=Vout×（t2-t1>，假如整个工作周期为T，占空比为D，那么就是：
Vin×D=Vout×（1-D>
那么输出电压和占空比的关系就是：
Vout=Vin×D/（1-D>
同时，我们注意看MOS管和二极管D1的电压应力，都是Vin+Vout
另外，因为是CCM模式，所以从电流波形上可以看出来，二极管存在反向恢复问题。
MOS开通时有电流尖峰。
上面的工作模式是电流连续的CCM模式。
在原图的基础上，把电感量降低为80uH，其他参数不变，仿真看稳态的波形如下：
t0时刻，Q1开通，那么D1承受反向电压截止，电感电流在输入电压作用下从0开始线性上升。
t1时刻，Q1关断，由于电感电流不能突变，所以，电感电流通过D1，向C1充电。
并在C1两端电压作用下，电流下降。
t2时刻，电感电流和二极管电流降到零。
D1截止，MOS的结电容和电感开始发生谐振。
所以可以看见MOS的Vds电压出现周期性的振荡。
t3时刻，Q1再次开通，进入一个新的周期。
在这个工作模式中，因为电感电流会到零，所以是电流不连续的DCM模式。
有叫做能量完全转移模式，因为电感中储存的能量完全转移到了输出端。
而二极管因为也工作在DCM状态，所以没有反向恢复的问题。
但是我们应该注意到，DCM模式的二极管、电感和MOS漏极的峰值电流是大于上面的CCM模式的。
另外需要注意的是在DCM下的伏秒积的平衡是：
Vin×（t1-t0>=Vout（t2-t1>
在CCM和DCM模式有个过渡的状态，叫CRM，就是临界模式。
这个模式就是电感电流刚好降到零的时候，MOS开通。
这个方式就是DCM向CCM过渡的临界模式。
CCM在轻载的时候，会进入DCM模式的。
CRM模式可以避免二极管的反向恢复问题。
同时也能避免深度DCM时，电流峰值很大的缺点。
要保持电路一直工作在CRM模式，需要用变频的控制方式。
我们还注意到，在DCM模式，电感电流降到零以后，电感会和MOS的结电容谐振，给MOS结电容放电。
那么，是不是可以有种工作方式是当MOS结电容放电到最低点的时候，MOS开通进入下一个周期，这样就可以降低MOS开通的损耗了。
答案是肯定的。
这种方式就叫做准谐振，QR方式。
也是需要变频控制的。
不管是PWM模式，CRM模式，QR模式，现在都有丰富的控制IC可以提供用来设计。
2，那么我们常说，反激flyback电路是从buck-boost电路演变而来，究竟是如何从buck-boost拓扑演变出反激flyback拓扑的呢？
请看下面的图：
这是基本的buck-boost拓扑结构。
下面我们把MOS管和二极管的位置改变一下，都挪到下面来。
变成如下的电路结构。
这个电路和上面的电路是完全等效的。
接下来，我们把这个电路，从A、B两点断开，然后在断开的地方接入一个变压器，得到下图：
为什么变压器要接在这个地方？
因为buck-boost电路中，电感上承受的双向伏秒积是相等的，不会导致变压器累积偏磁。
我们注意到，变压器的初级和基本拓扑中的电感是并联关系，那么可以将变压器的励磁电感和这个电感合二为一。
另外，把变压器次级输出调整一下，以适应阅读习惯。
得到下图：
这就是最典型的隔离flyback电路了。
由于变压器的工作过程是先储存能量后释放，而不是仅仅担负传递能量的角色。
故而这个变压器的本质是个耦合电感。
采用这个耦合电感来传递能量，不仅可以实现输入与输出的隔离，同时也实现了电压的变换，而不是仅仅靠占空比来调节电压。
由于此耦合电感并非理想器件，所以存在漏感，而实际线路中也会存在杂散电感。
当MOS关断时，漏感和杂散电感中的能量会在MOS的漏极产生很高的电压尖峰，从而会导致器件的损坏。
故而，我们必须对漏感能量进行处理，最常见的就是增加一个RCD吸收电路。
用C来暂存漏感能量，用R来耗散之。
下面先让我们仿真一下反激flyback电路的工作过程。
在使用耦合电感仿真的时候，我们需要知道saber中，耦合电感怎么用。
简单的办法，就是选择一个理想的线性变压器，然后设置其电感量来仿真。
还有一个办法，就是利用耦合电感K这个模型来仿真。
感兴趣的，可以先看一下这个帖子：
SABER中耦合电感的运用
下图是我们用来仿真的电路图，为了让大家能看到元件参数的设置，我把所有元件的关键参数都显示出来了。
还有，因为仿真的需要，我把输入和输出共地，实际电路当然是隔离的。
细心的朋友可能会注意到，变压器的初级电感量是202uH，参与耦合的却只有200uH，那么有2uH是漏感。
次级是50uH，没有漏感。
变压器的电感比是200：
50，那么意味着变压器的匝比NP/NS=2：
1
设定瞬态扫描，时间10ms，步长10ns，看看稳态时的波形吧：
下面先简单叙述其工作原理：
t0时刻，MOS开通。
变压器初级电流在输入电压的作用下，线性上升，上升速率为Vin/l1。
变压器初级电压感应到次级，整流二极管反向截止。
二极管承受反压为Vin/（NP/NS>+Vout。
t1时刻，MOS关断。
变压器初级电流被强制关断。
我们知道电感电流是不能突变的，而现在MOS要强制关断初级电流，那么初级电感就会在MOS关断过程中，在初级侧产生一个感应电动势。
根据电磁感应定律，我们知道，这个感应电动势在原理图中是下正上负的。
这个感应电动势通过变压器的绕组耦合到次级，由于次级的同名端和初级是反的。
所以次级的感应电动势是上正下负。
当次级的感应电动势达到输出电压时，次级整流二极管导通。
初级电感在MOS开通时储存的能量，通过磁芯耦合到次级电感，然后通过次级线圈释放到次级输出电容中。
在向输出电容中转移能量的过程中，由于次级输出电容容量很大，电压基本不变，所以次级电压被箝位在输出电压Vout，那么因为磁芯绕组电压是按匝数的比例关系，所以此时初级侧的电压也被箝位在Vout/（NS/NP>，这里为了简化分析，我们忽略了二极管的正向导通压降。
现在我们引入一个非常重要的概念，反射电压Vf。
反射电压Vf就是次级绕组在向次级整流后的输出电容转移能量时，把次级输出电压按照初次级绕组的匝数比关系反射到初级侧绕组的电压，数值为:
Vf=（Vout+Vd>/（NS/NP>，式中，Vd是二极管的正向导通压降。
在本例中，Vout约为20V，Vd约为1V，NP/NS=2，那么反射电压约为42V。
从波形图上可以证实这一点。
那么我们从原理图上可以知道，此时MOS的承受的电压为Vin+Vf。
也有朋友注意到了，在MOS关断的时候，Vds的波形显示，MOS上的电压远超过Vin+Vf！
这是怎么回事呢？
这是因为，我们的这个例子中，变压器的初级有漏感。
漏感的能量是不会通过磁芯耦合到次级的。
那么MOS关断过程中，漏感电流也是不能突变的。
漏感的电流变化也会产生感应电动势，这个感应电动势因为无法被次级耦合而箝位，电压会冲的很高。
那么为了避免MOS被电压击穿而损坏，所以我们在初级侧加了一个RCD吸收缓冲电路，把漏感能量先储存在电容里，然后通过R消耗掉。
当然，这个R不仅消耗漏感能量。
因为在MOS关断时，所有绕组都共享磁芯中储存的能量。
其实，留意看看，初级配上RCD吸收电路，和次级整流滤波后带一个电阻负载，电路结构完全是相同的。
故而初级侧这时候也像一个输出绕组似的，只不过输出的电压是Vf，那么Vf也会在RCD吸收回路的R上产生功率。
因此，初级侧的RCD吸收回路的R不要取值太小，以避免Vf在其上消耗过多的能量而降低效率。
t3时刻，MOS再次开通，开始下一个周期。
那么现在有一个问题。
在一个工组周期中，我们看到，初级电感电流随着MOS的关断是被强制关断的。
在MOS关断期间，初级电感电流为0，电流是不连续的。
那么，是不是我们的这个电路是工作在DCM状态的呢？
非也非也，在flyback电路中，CCM和DCM的判断，不是按照初级电流是否连续来判断的。
而是根据初、次级的电流合成来判断的。
只要初、次级电流不同是为零，就是CCM模式。
而如果存在初、次级电流同时为零的状态，就是DCM模式。
介于二者之间的就是CRM过渡模式。
所以根据这个我们从波形图中可以看到，当MOS开通时，次级电流还没有降到零。
而MOS开通时，初级电流并不是从零开始上升，故而，这个例子中的电路是工作在CCM模式的。
我们说过，CCM模式是能量不完全转移的。
也就是说，储存在磁芯中的能量是没有完全释放的。
但进入稳态后，每周期MOS开通时新增储存能量是完全释放到次级的。
否则磁芯会饱和的。
在上面的电路中，如果我们增大输出负载的阻值，降低输出电流，可以是电路工作模式进入到DCM状态。
为了使输出电压保持不变，MOS的驱动占空比要降低一点。
其他参数保持不变。
同样，设定瞬态扫描，时间10ms，步长10ns，看看稳态时的波形吧：
t0时刻，MOS开通，初级电流线性上升。
t1时刻，MOS关断，初级感应电动势耦合到次级向输出电容转移能量。
漏感在MOS上产生电压尖峰。
输出电压通过绕组耦合，按照匝比关系反射到初级。
这些和CCM模式时是一样的。
这一状态维持到t2时刻结束。
t2时刻，次级二极管电流，也就是次级电感电流降到了零。
这意味着磁芯中的能量已经完全释放了。
那么因为二级管电流降到了零，二极管也就自动截止了，次级相当于开路状态，输出电压不再反射回初级了。
由于此时MOS的Vds电压高于输入电压，所以在电压差的作用下，MOS的结电容和初级电感发生谐振。
谐振电流给MOS的结电容放电。
Vds电压开始下降，经过1/4之一个谐振周期后又开始上升。
由于RCD箝位电路的存在，这个振荡是个阻尼振荡，幅度越来越小。
t2到t3时刻，变压器是不向输出电容输送能量的。
输出完全靠输出的储能电容来维持。
t3时刻，MOS再次开通，由于这之前磁芯能量已经完全释放，电感电流为零。
所以初级的电流是从零开始上升的。
从CCM模式和DCM模式的波形中我们可以看到二者波形的区别：
1，变压器初级电流，CCM模式是梯形波，而DCM模式是三角波。
2，次级整流管电流波形，CCM模式是梯形波，DCM模式是三角波。
3，MOS的Vds波形，CCM模式，在下一个周期开通前，Vds一直维持在Vin+Vf的平台上。
而DCM模式，在下一个周期开通前，Vds会从Vin+Vf这个平台降下来发生阻尼振荡。
所以，只要有示波器，我们就可以很容易从波形上看出来反激电源是工作在CCM还是DCM状态。
3，反激电源变压器参数设计
从今天开始，我们一起来讨论一下反激电源变压器的设计。
其实，反激电源的变压器设计方法有很多种。
条条大路通罗马，我们究竟要选择哪条路呢？
我的想法是，选择自己熟悉的路，选择自己能理解的设计方法。
有的设计方法号称是最简单的，有的设计方法号称是最明了的。
但我认为，适合你自己的才是最好的。
更何况，有些设计方法，直接给个公式出来，没有头没有尾的，莫名其妙，就算按照那种方法计算出来你要的变压器，但你理解了吗？
你从中学习到了什么？
我想，授人以鱼，不如授人以渔，希望我们能够通过讨论反激变压器的设计过程，让大家不仅学会怎么计算反激变压器，更要能通过设计，配合上面的电路原理，把反激的原理搞透。
岳飞不就曾说过：
“阵而后战，兵法之常，运用之妙，存乎一心。
”一旦把原理搞清楚了，那么就不存在什么具体算法了。
将来的运用之妙，就存乎一心了。
可以根据具体的参数细化优化！
其实，要设计一个变压器，就是求一个多元方程组的解。
只不过呢，由于未知数的数量比方程数量多，那么只好人为的指定某些参数的数值。
对于一个反激电源而言，需要有输入指标，输出指标。
这些参数，有的是客户的要求，也是我们需要达到的设计目标，还有些参数是我们人为选择的。
一般来说，我们需要这些参数：
输入交流电压范围、输出电压、输出电流、效率、开关频率等参数。
对于反激电源来说，其工作模式有很多种，什么DCM，CCM，CRM，BCM，QR等。
这里要作一个说明：
CRM和BCM是一种模式，就是磁芯中的能量刚好完全释放，次级整流二极管电流刚好过零的时候，初级侧MOS管开通，开始进行下一个周期。
QR模式，则是磁芯能量释放完毕后，变压器初级电感和MOS结电容进行谐振，MOS结电容放电到最低值时，MOS开通，这样可以实现较低的开通损耗。
也就是说，QR模式是的mos开通时间比CRM模式还要晚一点。
CRM/BCM、QR模式都是变频控制，同时，他们都是属于DCM模式范畴内的。
而CCM模式呢，CCM模式的电源其实也包含着DCM模式，当按照CCM模式设计的反激电源工作在轻载或者高输入电压的时候，就会进入DCM模式。
那么就是说，CRM/BCM，QR模式的反激变压器的设计，可以按照某个特定工作点的时候的DCM模式来计算。
那么我们下面的计算就只要考虑DCM与CCM两种情况了。
那么我们究竟是选择DCM还是CCM模式呢？
这个其实没有定论，DCM的优点是，反馈容易调，次级整流二极管没有反向恢复问题。
缺点是，电流峰值大，RMS值高，线路的铜损和MOS的导通损耗比较大。
而CCM的优缺点和DCM刚好反过来。
特别是CCM的反馈，因为存在从DCM进入CCM过程，传递函数会发生突变，容易振荡。
另外，CCM模式，如果电感电流斜率不够大，或者占空比太大，容易产生次谐波振荡，这时候需要加斜坡补偿。
所以呢，究竟什么时候选择用什么模式，是没有结论的。
只能是“运用之妙，存乎一心”了。
随着工程经验的增加，对电路理解的深入，慢慢的，你就能有所认识。
还有一个重要的参数，占空比，这个参数既可以人为指定，也可以通过其他数值的确定来限制。
那我们先来看看，占空比受那些因素的影响呢？
还记得我们上面仿真的过程中，引入的一个概念性的参数Vf吗？
就是次级反射到初级的电压。
如果不记得了，赶快看看上面的帖子复习一下哦。
通常，按照DCM来设计电源的时候，一般选择在最低输入电压，最大输出负载的情况下，安排工作点处于CRM状态。
而CCM的最大占空比出现在最低输入电压处，与负载无关，只要是CCM状态，就只和输入输出电压有关系。
那么这样，我们可以用同一个公式，计算两种状态下的最大占空比，我们根据磁通伏秒积的平衡的要求，可以有公式：
Vin×Dmax=Vf×（1-Dmax>
那么：
Dmax=Vf/（Vin+Vf>
这就是说Vf越大，Dmax也就越大。
那为了得到较大的工作占空比，Vf能不能取的很大呢？
事实上是不行的，我们从前面的分析中知道，MOS管的承受的电压应力，在理想情况下是Vin+Vf，当输出一定时Vf也是一定的，而Vin是随着输入电压的变化而变化的。
另外，MOS管的耐压是有限制的。
而且，在实际使用中，还必须预留电压裕量，MOS的电压裕量可以参考这个帖子里的内容：
【原创】跟我学系列之二，元器件降额使用参考
我们看到，MOS的电压必须保证10%～20%的电压裕量。
常用的MOS管耐压有600V，800V的，fairchild的集成单片电源耐压有650V，800V的，PI公司TOP系列的耐压是700V的，VIPER22A的耐压是730V的等等。
而对于全电压输入的85V~265VAC输入电源，整流后的直流电压约为100VDC～370VDC。
那么对于600V的MOS而言，保留20%电压裕量，耐压可以用到480V。
最大电压应力出现在最大输入电压处，所以当最大输入直流电压为370V时，Vf取值为480-370=110V。
最大工作占空比出现在最低输入电压处为：
Dmax=Vf/（Vinmin+Vf>=110/（100+110>=0.52
以此类推
650V的MOS，耐压用到520V，Vf取520-370=150V，Dmax=Vf/（Vinmin+Vf>=150/（100+150>=0.6
700V的MOS，耐压用到560V，Vf取560-370=190V，Dmax=Vf/（Vinmin+Vf>=190/（100+190>=0.66
800V的MOS，耐压用到640V，Vf取640-370=270V，Dmax=Vf/（Vinmin+Vf>=270/（100+270>=0.73
大的占空比，可以有效降低初级侧的电流有效值，降低初级侧的铜损和MOS的导通损耗。
但是初级侧的占空比过大，必然导致次级的占空比偏小，那么次级的峰值电流会较大，电流有效值会偏大，那么次级线圈铜损会增加。
另外，次级峰值电流大，也会导致输出纹波大。
所以，通常建议，最大占空比取在0.5左右。
我个人的观点呢，对于DCM的机器，在最低输入85VAC电压下，可以考虑取占空比到0.6，那么在110VAC下，占空比约在0.46左右。
而对于CCM的模式，建议全范围内占空比不要超过50%，否则容易出现次谐波振荡。
即便如此，在占空比不超过50%的情况下，也建议增加斜坡补偿，以增加稳定性。
所以，综上所述，占空比的选择，一方面要考虑MOS的耐压，另一方面还要考虑次级的电流有效值等因素。
同时，对于MOS耐压比较低的情况，比如用600V的MOS的时候，占空比适当再取小一点，可以减轻MOS的耐压的压力。
因为变压器总是有漏感的，漏感会形成一个尖峰。
这个尖峰和漏感以及电流峰值的大小等参数有关。
当我们按照百分比来留电压裕量的时候，可能不够。
关于这一点，我后面写RCD吸收电路的时候，还要讨论一下。
还有，当电源的功率比较小的时候，也可以考虑适当降低工作占空比，这样可以让初级电感量小一些，匝数就可以少些，那么分布电容也可以小一点了，或者为了合理安排变压器的绕组结构，占空比都是应该适当再调整的。
当占空比和反射电压Vf确定后，我们就可以开始着手设计变压器的初级电流波形，进而求出初级的电感量。
对于如图所示的两种工作模式，图中所示，是最低输入电压Vinmin时变压器初级电流波形。
那么可以知道平均电流为：
Iavg=（Ip1+Ip2>×Tonmax/（2×T>=（Ip1+Ip2>×Dmax/2
假如输出功率是Pout，效率为η，那么
Pout/η=Vinmin×Iavg=Vinmin×（Ip1+Ip2>×Dmax/2
Ip1+Ip2=2×Pout/（Vinmin×η×Dmax>
对于DCM模式而言，Ip1=0，对于CCM模式而言，有两个未知数，Ip1、Ip2。
那么该怎么办呢？
这里有个经验性的选择了。
一般选择Ip2=2～3×Ip1，不要让Ip2与Ip1过于接近。
那样电流的斜率不够，容易产生振荡。
计算出Ip2与Ip1后，我们就可以算出变压器初级电感量的值了。
根据：
（Vinmin/Lp>Tonmax=Ip2-Ip1，可以得到：
Lp=（Vinmin×Dmax>/（fs×（Ip2-Ip1>>，其中，fs是开关频率。
下一步，选择磁芯。
磁芯的选择方式有很多种，有些公司会给出一些图表用于选择合适的磁芯。
但大多数公司的数据和图表并不完整。
所以，很多时候，我们需要先选择一个合适的磁芯，然后在这个基础上进行优化。
AP法是最常用的用来选择磁芯的一个公式，
其中，L单位为H，Ip为峰值电流，单位为A，ΔB是磁感应强度变化量，单位为T，K0是窗口利用率，取0.2～0.4，具体要看绕组结构等。
比如挡墙胶带会占去一部分空间，而如果磁芯是矮型的，那么挡墙所占部分肯可能就占很大比例了，这时候，磁芯的窗口利用率就要取的低。
而如果，采用了三重绝缘线，那么窗口利用率高，K0就可以取的大一点。
对于铁氧体磁芯来说，考虑到温度升高后，饱和点下移，一般ΔB应该取值小于0.3。
ΔB过大，磁芯损耗大，也容易饱和。
ΔB过小，磁芯体积会很大。
功率小的电源，ΔB可以大一点，因为变压器表面积与体积之比大，散热条件好。
而功率大的电源，ΔB则应该小一些，因为变压器的表面积与体积之比小，散热条件变差了。
开关频率高的，ΔB也要小一点，因为频率高了，磁芯损耗也会变大。
根据计算出来的AP值，我们可以选择到合适的磁芯。
有了磁芯，那么就可以计算初级侧的绕组匝数了。
其中，L是初级电感量，单位H，Ip是初级峰值电流，单位A，ΔB是磁感应强度变化量，单位为T，Ae是磁芯截面积，单位cm2。
因为我们已经确定了反射电压，Vf，已经有了初级匝数，那么次级的匝数就可以计算出来了。
不过，计算次级匝数的时候，要考虑到次级输出整流二极管的压降，特别是输出电压很低的时候，二极管的压降要占很大的比例。
对于肖特基整流管，我们可以考虑取正向压降为0.8V左右，对于快恢复整流管，可以考虑取正向压降为1.0V。
那么，对于常用的次级输出绕组匝数可以按下面的公式计算：
Ns=（Vout+VD>×Np/Vf
Vout是次级某绕组输出电压。
VD是输出整流二极管压降。
肖特基管取0.8V，快恢复管取1.0V。
次级绕组匝数计算出来有，次级整流二极管的电压应力也就出来了：
VDR=Vinmax×Ns/Np+Vout
实际上的二极管耐压要高于这个数值。
具体见元件降额使用的那个帖子里的阐述。
对于CCM模式的电路，还必须在这个二极管上并联RC吸收回路，来降低反向恢复造成的电压尖峰和振荡。
绕组线径的选取，首先我们要计算出每个绕组的电流的RMS值，关于计算电流RMS值，我记得有个小软件的。
可以很方便计算。
然后根据每平方毫M5A的电流密度选择导线。
同时，要注意高频下的趋肤效应，趋肤深度可以按照
来计算，f是频率，单位Hz
也就是说，单根导线的直径不要大于两倍趋肤深度。
如果单根导线不够满足电流密度的要求。
那么就用多线并绕或采用丝包束线或litz线。
有了变压器的技术参数、选好了合适规格的磁芯。
我们就可以进入变压器的实际制作过程。
这个过程将是一个很复杂的工艺过程。
不仅涉及到电磁学的知识，还涉及到材料、安规和工艺等。
在这里，我们暂时就不讨论这一部分了。
下次单独开帖讨论。
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