6514宋树超电气工程及其自动化复合波形航空电磁发射电路设计终.docx

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6514宋树超电气工程及其自动化复合波形航空电磁发射电路设计终

本科生毕业论文（设计）

中文题目复合波形航空电磁发射电路设计

英文题目Thedesignofthecompositewaveformaviationelectromagneticemissioncircuit

学生姓名宋树超班级651204学号65120414

学院仪器科学与电气工程学院

专业电气工程及其自动化专业

指导教师于生宝职称教授

摘要

直升机时间域航电系统包括发射和接收系统，本文结合国内外时间域航电系统的研究成果，设计完成双极性半正弦电流与窄脉冲电流交替发射的航空电磁法发射机。

发射机由驱动控制与逆变两电路组成。

针对发射电流指标参数，提出了串联谐振方式的逆变电路方案，并应用MATLAB仿真模块SIMULINK对逆变电路进行了仿真试验，取得了良好效果；通过分析功率器件的工作条件，选取了H40T120型号的大功率IGBT的作为开关器件；以MC9S12XS128MAL单片机为主控芯片，产生可调的控制信号，利用按键设置频率和占空比参数，并由液晶显示。

主要指标为：

基准频率25Hz，半正弦波电流峰值10A，脉宽4.1ms,窄脉冲电流峰值1A。

关键词航空电磁系统双极性半正弦电流MC9S12XS128MALH40T120

TitleThedesignofthecompositewaveformaviationelectromagneticemissioncircuit

Abstract

Helicoptertime-domainairborneelectromagneticsystemcomposedofatransmittingsystemandreceivingsystemstructure,thispapercombinestheresearchachievementsathomeandabroadintimedomainairborneelectromagneticsystem,completedthedesignofbipolarsemisinusoidalcurrentandnarrowpulsealternatingcurrentemissionofairborneelectromagnetictransmitter.Thetransmitteriscomposedofadrivecontrolunitandaninverterunit.

Fortheemissioncurrentparameters,theseriesresonantinvertercircuitscheme,andsimulatedbyMATLABSIMULINKmoduleoftheinvertercircuitweresimulationtest,andachievedgoodresults;throughtheanalysisoftheworkingconditionofthepowerdevices,selectedtheIGBTrateofworkH40T120modelsasaswitchingdevice;single-chipmicrocomputerMC9S12XS128MALmaincontrolchip,adjustablecontrolsignal,usethebuttontosetthefrequencyanddutyratio,andtheLCDdisplay.Themainindicatorsare25Hzhalfsinewavecurrentpeakvalue10A,pulsewidth4.1ms,narrowpulsecurrentpeakvalue1A.

KeywordsairborneelectromagneticsystembipolarsemisinusoidalcurrentMC9S12XS128MALH40T120

1绪论

1.1课题研究背景

目前，我们国家经济成长迅速，增进的速率亘古未有。

然而，对矿产的索取量也在不停地扩充。

近些年以来，我国对于勘探、开采矿产资源等工作，发展得突飞猛进，为解决我国资源短缺等问题做出了巨大贡献。

然而，由于低覆盖地区有限的矿资源量，随着不断加大的开采力度，大批矿山的资源储量日渐枯竭，同时，新勘探的矿山也只有少数，矿山资源不能够接替产生的现象十分严重，满足人们日益增长的矿产需求变得无比艰难。

因此，我们国家在资本补给方面一直面对着无比庞大的挑战[1]。

我国部分地形的结构十分复杂，山区的面积为600多万平方公里，再加上沼泽、湖泊、森林、沙漠等其它地区，一共约占国家国土面积的76.4％。

这些高覆盖的地区的矿产资源十分丰富，然而却无法使用探测仪器进行大面积的地质探测，这就成为目前地质勘测工作上的一大难点。

航空电磁法（AEM），是一种探测矿产资源和地质结构的地球物理勘测方法，它主要以飞行器作为运载工具，并以电磁场作为载体[2]。

航空电磁物探有着以下特点：

通行性良好、快速性、大面积应用、成本低、可用于海域等。

在植被发育或运积层的覆盖地区，更有着其他勘探手段无法达到的效果。

近年来，随着航空电磁法的广泛应用，国家对其重视程度明显提高。

“航空地球物理勘查技术系统”更是被列入国家“十一五”863计划重大项目里[3]。

时域航电发射机是时域航电探察系统的重要构成之一。

近几年，时间域航空电磁法在矿产勘探、寻找地下淡水、环境监测和未爆炸炮弹探测等方面已得到了广泛的应用[4]。

日趋完善的硬件系统，逐步探索前进的解释方法和数据处理，都使得直升机时间域航空电磁系统在矿产勘查方面逐步成为主流。

1.2直升机航电勘察系统原理

直升机航电勘察系统如图1.1所示，它的组成包含：

吊舱、直升机、发射接收系统。

其基本探测原理是利用通以交变的电流的不接地回线（即发射线圈），在直升机飞行期间，往地下发出一次场。

在发散的过程中，一次场碰到良导地质物体，就会激发此地质物体的涡流效应。

产生的涡流电流则会通过热量的方式衰减甚至消耗掉，从而感生出新的电磁场（即二次场）。

接着测量探测地质体介质产生的感生电磁场，再通过处理二次场测量的数据，从而得到探测地质体的相关地质信息。

最终通过反演计算，推导出目标地质体的形态和导电性等特征[5]。

实际应用方面，经常使用多次叠加的方式来提高数据的精度。

发射线圈中常常流过的电流主要有：

双极性梯形波、双极性矩形波、双极性三角波和双极性半正弦波等[6]。

图1.1直升机航电勘察系统示意图

1.3时间域航空电磁系统国内外发展现状

国外对于航空电磁法探测设备的研究有着悠久的历史，已经制造并投入生产的性能优异的系统满目琳琅。

1940年到1949年间，人们开始研究航空电法并投入使用。

像Dobrin等一些美国学者就首次在1946年在其文章中提出了应用航空电磁法探测金属矿。

加拿大的国际镍业公司（INCO）于1950年首先设计出航空电磁法系统并完成飞行，这是第一套频率域航空电磁法系统。

INPUT（1965）则是首套时域航电系统[7]。

现在全国的时域吊舱式航电系统有许多种。

它们分别由不同的勘探公司、矿业公司研发，有些系统已非常成熟，如Geotech公司的VTEM系统，GPX公司使用的HoisTEM，Aeroquest公司的AeroTEM系统，Fugro的HeliGEOTEM系统等[8]。

相比较下，国内航空电磁法的研发很晚才起步，于20世纪50年代末开始，几家科研机构在之后相继展开了对航电系统的研制，并获得一定进展。

1970年到1979年间，吉林大学仪电学院也开始大规模地研究时域航空电法系统，研发了M-1型固定翼时域航电系统，并且和国产飞机一起，组成了吊舱式脉冲瞬变航电系统，得到了多年的应用，已于1983年停止使用[9]。

在那之后，我们国家航空电磁法的成长就一直处于阻滞状态。

目前，我们国家直升机吊舱式时域航电勘察系统还处于半空白状况。

1.4课题研究意义和主要研究内容

现有时域航电发射电流几乎都是周期改变的，比如双极性梯形波、双极性矩形波、双极性三角波、双极性半正弦波等。

其中，矩形波的响应特征最为理想。

三角波对应响应最小，半正弦中等，而梯形波对应响应最大。

是以，在必定前提下，TimeArea更大的波形，其对应关闭电源后的SecondaryFieldResponse也会更大。

并且梯形波、三角波和半正弦波三者中相对晚期响应差异来说，早期响应差异较为显著。

是以，在设计波形时，需使发射电流的波形与方波尽量相似，这样进入地表以下的能量才会更大，传到二次场中信号与噪声的比例就会更高[10]。

由于方波脉冲难以实现，而其他的电流波形会在探测深度等方面受到限制。

为了提高发射机的探测范围，设计一套电流波形为双极性半正弦波与高频窄脉冲交替发射的电磁发射机。

发射电路结构示意图如图1.2所示：

图1.2复合波形航空电磁发射电路结构示意图

本文主要针对图1.3所示的双极性交替发射波形的发射电路进行设计。

图1.3交替发射电流波形示意图

具体设计指标如下：

复合波形频率25Hz，半正弦波脉宽2ms，半正弦发射电流10A、窄脉冲发射电流1A同步发射。

本文的主要工作如下：

1）针对发射电流指标参数，查阅相关资料，提出了串联谐振方式的逆变电路方案，并使用仿真模块模拟试验了系统电路，得到杰出的效果。

2）控制算法设计以及编程。

采取五脉冲PWM调控算法，在公司的CodeWarrior下，以微处理器为主控芯片，完成软件部分。

包含编写程序、频率调整代码，以及定时和中断等相关程序。

3）完成逆变单元硬件的焊接调试。

包含选择功率器件型号，设计主电路、控制模块，以及整个系统的整体调试。

其中通过分析功率器件的工作条件，选取了H40T120型号的大功率的作为开关器件，设计焊接了电路的PCB板，并调试成功。

4）实验结果的分析。

依据设计的试验样机所获得的数据，分析、验证前文所述的控制理论。

总结试验样机不足的地方，并加以改进。

2逆变单元数学建模与参数计算

2.1主电路的分析与建模

逆变单元拓补是常见的单相半控桥。

依据逆变单元DC侧不一样的电源属性,此单元拓补结构可由Voltagesource和Currentsource桥路组成。

Currentsource的拓补其DC侧是电流源,Voltagesource的拓补其DC侧与是电压源。

特点分别是DC侧没有波动的电流或电压。

由于电流源式拓补结构涉及直流侧的电流控制，控制算法较为复杂，故本文选用电压源式拓补结构[11]。

2.2逆变电路系统整体数学模型

串联谐振逆变电路（Seriesresonantinvertercircuit），简称SRIC。

常常有全桥式和半桥式两个种类，本文中采用的系统拓扑结构是半桥式SRIC[12]。

其电路图如图2.1所示。

图2.1半桥式拓扑结构图

下面对其工作原理进行分析，原理图如图2.2所示。

图2.2半桥式的工作状态分析示意图

功率器件T1处于通态，C1与通过图中两个闭合电路给负载以电压，一电路：

C1-T1-L-R-C1，另一电路：

T1-L-R-C2-T1，如图2.2（a）所示；

功率器件T1处于断态，负载呈感性，电流通过D2，成一闭合电路：

L-R-C2-D2-L，达到对电流的维持，如图2.2（b）所示；

功率器件T2处于通态，C2与通过图中两个闭合电路给负载以反向电压，一电路：

C2-R-L-T2-C2，另一电路：

T2-C1-R-L-T2，如图2.2（c）所示；

功率器件T2处于断态，因为存在感性负载，电流通过D1，成一闭合电路：

L-D1-R-L-D1，达到对电流的维持，如图2.2（d）所示[13]；

之后一直反复执行上诉工作过程，直到关闭电源。

下面阐述半桥式SRIC的输出特征：

通过对半桥式SRIC的工作机理的分析知，由于桥臂上存在C1，C1开始起作用时，负载电压为，和C1给负载以电压，则负载电流是I，设逆变电路OutputVoltage为，把它变换成FourierExpansion是

（2-1）

逆变单元的OutputVoltage基频分量是

（2-2）

有效值和基频幅值是

（2-3）

负载电流有效值是

（2-4）

其中基波阻抗的模|Z|是

（2-5）

我们知道，全桥逆变单元输出电压变换成FourierExpansion是

（2-6）

结合上述公式推导可知：

当处于一样的OutputCurrent情形时，与全桥式SRIC相比，半桥式SRIC的OutputVoltage是全桥式SRIC的，因此半桥式SRIC自身就类似于一个的变压器[14]。

全桥式SRIC负载的阻值一般不太，为了与负载线圈相配合，一般情况下会借助特殊变压器[15]，然而半桥式SRIC一般不会存在类似问题。

因此相比全桥式SRIC，半桥式SRIC使用更方便，应用更广泛。

2.3半桥式串联谐振逆变电路的仿真分析

本文根据半桥式SRIC的拓扑结构，搭建了半桥式SRIC的仿真模型，下面对其过程进行详细分析。

电路模型如图2.3所示。

图2.3半桥式SRIC的SIMULINK仿真模型图

设定仿真参数：

谐振频率f=125Hz，L=1500μH，R2=0.45Ω，C1=C2=96μF，R1=0.05Ω，V=10V，仿真输出电流波形如图2.4所示。

图2.4半桥式阻感负载输出电流波形

由图2.4可知：

应用此电路，可在25Hz基频下，通过对两个IGBT进行分时通断，达到较为理想的半正弦波电流波形。

图2.5为IGBT导通的两路触发脉冲。

两个桥路的信号在每个周期交替处于通态，相角之间有180°的区别。

这样的分时分路触发脉冲不会相互干扰，不存在死区[16]，不会有相应的误差，得到的半正弦波形较为理想。

图2.5半桥式中IGBT驱动信号对比图

图2.6是IGBT的Terminalvoltage波形与Loadcurrent波形示意图，紫线是IGBT的Terminalvoltage波形，黄线Loadcurrent波形。

图2.6（a）-（d）分别为容性形态（f=100Hz）下，谐振形态（f=125Hz）下，感性形态（f=200Hz）下[17]，大感性形态（f=400）下IGBT的Terminalvoltage波形与Loadcurrent波形的关系。

（a）（b）

（c）（d）

图2.6IGBT两端电压波形与负载电流波形示意图

图2.7是半桥式SRIC的Loadvoltage、Loadcurrent波形，紫线是Loadvoltage波形，黄线是Loadcurrent波形。

图2.7（a）-（c）分别为容性形态（f=100Hz）下，谐振形态下，感性形态（f=200Hz）下[17]，大感性形态（f=400Hz）下的Loadvoltage、Loadcurrent波形。

假设当前工作频率为,若，则Loadvoltage超前Loadcurrent一个感性相角，此相角的大小取决于负载的；若，此相角的大小为0；若，则Loadvoltage滞后Loadcurrent一个容性相角。

在半桥式SRIC中，需要避免这种情况发生,才能使电路稳定运行。

（a）

（b）

（c）

（d）

图2.7Loadvoltage、Loadcurrent波形

图2.8为流过D1的电流和DC侧电流波形，图2.8（a）为流过D1的电流波形，图2.8（b）为DC侧电流波形。

（a）（b）

图2.8流过D1上的电流和DC测电流波形

基于以上仿真结果及分析，设计了如下图2.9所示的主电路仿真结构图。

图2.9主电路仿真结构图

此主电路能够达到设计要求，实现发射双极性半正弦波和窄脉冲交替的电流。

2.4本章小结

本章主要阐述数学模型的构建及相关参数的计算。

首先分析了逆变单元主电路的数学模型，其次对单相半桥式谐振逆变电路建模并计算参数，最后对整个逆变单元系统进行建模及仿真。

3控制算法及软件设计

3.1逆变单元控制概述

脉宽调制（缩写为PWM）是一门使用载波信号和调制波信号进行相互比较，从而得出脉冲控制序列来驱动开关器件通断的技术。

其中载波一般为正三角信号，有时同样会使用锯齿信号；而调制波一般为正弦信号，有时同样会使用方波和梯形信号[18]。

因为载波常常是变化的锯齿信号或正三角信号，是以，把载波与调制波相比较时，则会获得一系列和调制波函数值脉宽成比例，但振幅相同的矩形冲击信号，并以此来等效调制波信号。

这种效仿的方式好比于将analogquantity换成Switchquantity，并且经过控制逆变器中Switchquantity的开与关，从而完成逆变电路的原理过程。

当调制波恰好是正弦波时,通过调制而输出的脉冲序列的脉冲宽度，恰好是以正弦波函数的规律变化，通常将这种调制技术，又称作正弦脉宽调制（SPWM）技术[19]。

对于发射半正弦电流波形，能够想到的方式包括两种：

一种是SPWM逆变方式；一种是串联谐振方式。

前面已经对串联谐振方式的原理进行了介绍，下面简单介绍下SPWM逆变方式。

利用全桥SPWM控制，把直流电逆变为半正弦的交变电流，SPWM的控制方式是较为简单的面积等效原理。

工作原理如下：

图3.1a）中，将正弦半波按N份相等的面积平分，然后认为此正弦半波是以彼此连接的N个冲击信号为组成因素的波形。

这些信号的宽度相同，振幅上峰位置是曲线，而不是直线，而且变化规律是正弦波。

如果上述的冲击信号是数目一致但宽度不一致的矩形信号，然后使得矩形信号与对应的正弦波信号的面积相称，就可以获得如图3.1b）中所示的矩形冲击信号波形。

这样获得地矩形冲击信号波形就可以用作逆变电路中IGBT的驱动信号，从而得到半正弦波。

图3.1SPWM控制方式波形图

参考相关资料可知，这种方案所得到的电路，结构十分繁琐，产生控制时序的过程也十分复杂，而且产生的半正弦波形明显存在诸多毛刺。

因此，本设计不采用SPWM方式作为逆变单元的控制策略[20]。

由第二章中得出的主电路模型可知，此电路设计中包含五个IGBT，通过对这五个开关器件进行控制，就能够得到理想的波形。

对于IGBT的控制，本文采用PWM波脉冲控制方式，相对于上述的SPWM逆变方式更加方便简单、稳定可靠，而且电路简单。

3.2五脉冲PWM控制策略

为了得到复合式交替发射的电流波形，需要对图2.11中的主电路中的五个IGBT开关管分别进行驱动触发。

其中，控制T1，T2的通断可以得到双极性窄脉冲；控制T3，T4的开与关，可以获得双极性半正弦电流；而控制T5可实现控制两种双极性波形交替发射[21]。

因此，对于这五个IGBT的控制采用如3.2所示的五脉冲PWM控制方式。

图3.2五脉冲PWM控制策略示意图

其中，T1，T2的PWM控制信号占空比为2%，相差180°；T3，T4的占空比为10%，相角之间相差是180°，且与T1、T2之间相差90°；T5的PWM控制信号占空比是50%，上升沿与T1，T2控制信号同步。

3.3软件设计

采用飞思卡尔公司的MC9S12XS128作为系统的控制芯片，软件开发环境为CodeWarrior。

程序的主要功能是定时发出PWM信号，来驱动IGBT的开与关，从而能够控制逆变电路。

MC9S12XS128的PWM调制波拥有8个输出通道，并且每个通道都可以独立的输出PWM信号。

每一输出通道各自拥有用来计算脉冲个数的精准计数器的数量为1，供选择的时钟源的数量为2，周期控制寄存器的数量为1。

每个PWM输出通道都能够独立地调制出占空比为0—100%的信号波形。

可以满足同时发出五路PWM脉冲信号的需求。

控制系统则工作在中断状态。

上电后进入初始化，包括系统、锁相环、PWM、PIT定时等一系列的初始化过程。

初始化完成之后系统进入中断状态，分为PIT定时和PWM两中断过程。

PIT定时器中断用于冲击信号的延时触发，PWM中断用于编写五脉冲PWM算法和IGBT调控信号的发出程序。

系统程序流程图如图3.3所示。

图3.3系统程序流程图

3.4本章小结

这一章阐述逆变单元控制算法和对算法的编写。

首先普及了普通的逆变电路的调制策略，其次讲解了本文采用的五脉冲PWM调制方法详细机理，最后阐述了以上算法在MC9S12XS128上的编程思路，及具体的程序流程图。

4硬件设计

4.1逆变单元系统总体架构分析

逆变电路系统总体架构如图4.1所示,主要包括如下部分：

1）。

包括DC侧电源以及DC母线侧的滤波电容。

2）IGBT的驱动电路。

驱动芯片为TLP250，附带外围电路，

3）主控制器。

选用飞思卡尔公司的16位、以16位CPU12X为核心的单片机作为系统的主控制器[22]。

单片机型号为MC9S12XS128MAL。

最高时钟频率可达40MHz，而且片内包含专门为电机控制和逆变电路控制设计的8通道PWM产生电路模块。

4）负载线圈，负载采用阻感性负载，选用较粗的圆导线缠绕而成，电阻值约为0.8Ω，电感值约为1.8mH。

5）辅助电源及显示电路。

包括以LM2575S为主电源芯片构成的转换电路，以LM2595S为主电源芯片的转换电路以及DSO138系列示波显示电路。

图4.1逆变电路系统总体架构图

4.2主电路设计

发射系统的主电路是以半桥式SRIC为基础而设计的一系列拓扑结构，电路图如图4.2所示。

主电路图分为三部分：

分别是半正弦波发射电路、双极性窄脉冲发射电路和交替切换控制电路。

第二章中已就半正弦波发射单元的分析进行了详细说明，因此，此处只针对交替切换控制电路进行说明。

图4.2发射系统主电路图

交替切换控制部分利用一个切换电路来切换发射线圈与发射电路的连接状态，切换电路控制原理图如图4.3所示。

其中控制开关采用一个IGBT开关管T，当发射半正弦波电流波形时，让T关断，使得发射线圈与窄脉冲发射电路隔离，使发射波形不能对窄脉冲发射单元形成干扰。

当发射窄脉冲电流波形时，使T导通，在半正弦波发射电路无输出期间，发射窄脉冲电流波形。

通过这种方案可以大大降低两种发射波形电路之间的干扰。

图4.3交替切换电路控制原理图

4.3功率器件IGBT选型

发射系统主电路如上图4.2所示，包括半正弦波发射电路、双极性窄脉冲发射电路和交替切换控制电路。

串联电容起的作用是稳定直流电压，能够在导通的瞬间，向后级回路充电，因此需要大容量且输入电压为直流的电容，采用有极性的铝电解电容较为合适。

考虑成本因素，最终选择了两个500V、470μF，两个500V、100μF的铝电解电容。

在整流、逆变等电路中，对于功率器件的选型，一般根据以下几个方面进行选择：

1）耐压能力：

根据DC侧电压，可以选取对应于逆变电路的端电压当做的。

在DC侧电源开启的瞬间，根据结果可知：

输入端电压会达到258V,则的耐压至少为260V。

考虑电网律动、过载、电压尖峰等成分，承受电压的等级至少应是输入端电压的2倍,即5