第七章 功率变压器设计.docx
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第七章功率变压器设计
第七章功率变压器设计
本章将讨论正激、桥式、半桥和推挽变压器设计。
反激变压器（实际上是耦合电感）在第八章讨论。
设计变压器时，应当预先知道电路拓扑、工作频率、输入和输出电压、输出功率或输出电流以及环境条件。
同时还应当知道所设计的变压器允许多大损耗。
总是以满足最坏情况设计变压器，保证设计的变压器在规定的任何情况下都能满意工作。
7.1变压器设计一般问题
7.1.1变压器功能
开关电源中功率变压器的主要目的是传输功率。
将一个电源的能量瞬时地传输到负载。
此外，变压器还提供其它重要的功能：
●通过改变初级与次级匝比，获得所需要的输出电压；
●增加多个不同匝数的次级，获得不同的多路输出电压；
●为了安全，要求离线供电或高压和低压不能共地，变压器方便地提供安全隔离。
7.1.2变压器的寄生参数及其影响
在第二章讨论了理想变压器和实际变压器，它们的区别在于理想变压器不储存任何能量－所有的能量瞬时由输入传输到输出。
实际上，所有实际变压器都储存一些不希望的能量：
●漏感能量表示线圈间不耦合磁通经过的空间存储的能量。
在等效电路中，漏感与理想变压器激励线圈串联，其存储的能量与激励线圈电流的平方成正比。
●激磁电感（互感）能量表示有限磁导率的磁芯中和两半磁芯结合处气隙存储的能量。
在等效电路中，激磁电感与理想变压器初级线圈（负载）并联。
存储的能量与加到线圈上每匝伏特有关，与负载电流无关。
漏感阻止开关和整流器电流的瞬态变化，随着负载电流的增加而加剧，使得输出的外特性变软。
在多路输出只调节一路输出时，因存在初级漏感，其它开环输出的稳压性能变差。
互感和漏感能量在开关转换瞬时引起电压尖峰，是EMI的主要来源。
为防止电压尖峰造成功率开关与整流器的损坏，电路中采用缓冲或箝位电路抑制电压尖峰。
缓冲和箝位电路虽然能抑制尖峰电压，为了可靠，还需选择高电压定额的器件；如果缓冲和箝位电路损耗过大，还必须应用更复杂的无损缓冲电路回收能量。
即使这样，缓冲电路中元件不是无损的，环流损失相当多的能量。
总之，漏感和激磁电感降低变换器的效率。
因此，通常在设计变压器时，应尽量减少变压器的漏感，详细参看第六章。
有些电路利用漏感和互感能量获得零电压转换（ZVT），但在轻载时漏感能量很小；而互感大小较难控制，主要通过控制两半磁芯装配气隙大小控制激磁电感。
7.1.3温升和损耗
在设计开关电源开始时，根据输出功率，输出电压和输出电压调节范围、输入电压、环境条件等因素，设计者凭经验或参照同类样机，给出一个可能达到的效率，由此得到总损耗值。
再将总损耗分配到各损耗部件，得到变压器的允许损耗。
变压器损耗使得线圈和磁芯温度提高，线圈中心靠近磁芯表面温度最高，此最大“热点”限制了变压器的温升。
根据式（6.15），温升ΔT（℃）等于变压器热阻Rth（℃/W）乘以功率损耗P（W）：
在一般工业产品中，民用环境温度最高为40℃。
变压器内部最高温度受磁芯和绝缘材料限制，如果采用铁氧体与A或E级绝缘，变压器温升一般定为40～50℃温升。
其内部热点温度为100℃。
如果温升过高，应当采用较大尺寸的磁芯。
如果要求较小的体积，应当采用合金磁芯和高绝缘等级的绝缘材料，允许较高温升，但使效率降低。
变压器损耗分为磁芯损耗和线圈损耗，很难精确预计。
磁芯损耗包括磁滞损耗和涡流损耗。
线圈损耗包括直流损耗和高频损耗。
引起变压器温升主要是稳态损耗，而不是瞬态损耗。
磁芯损耗
磁芯磁滞损耗与频率和磁通摆幅有关。
在所有Ⅱ类和Ⅲ类磁芯工作状态（正激和推挽类拓扑）中，Uo=DUi/n（n=N1/N2－变压器变比）。
当工作频率固定，伏秒积即磁通变化量是常数，所以磁滞损耗是常数，与Ui和负载电流无关。
磁芯涡流损耗实际上即磁芯材料的电阻损耗－I2R。
涡流大小正比于磁通变化率，即与变压器伏/匝成正比。
因此，如Ui加大一倍，涡流增加一倍，峰值损耗I2R增加4倍；如保持输出稳定，占空度下降一半，则平均损耗I2R增加一倍。
可见磁芯涡流损耗正比于Ui，最坏情况是最高电压。
磁芯涡流损耗还与磁芯结构有关，如果磁芯由相互绝缘的叠片或几块较小的截面组成，涡流比整体小。
线圈损耗
低频线圈损耗是容易计算的。
但高频线圈涡流很难精确确定，因为开关电流矩形波包含高次谐波。
在正激或推挽类拓扑中，如果斜坡分量是斜坡中心值的1/5时，次级峰值电流可近似等于负载电流，而峰值初级电流等于负载电流除以匝比：
峰值电流与Ui无关。
而在峰值电流为常数时（负载不变），有效值电流的平方，即线圈损耗（I2R损耗）正比于占空度D，反比于Ui。
（对于峰值电流不变，高次谐波主要由开关瞬态引起的，D无明显变化）。
线圈损耗在低Ui时总是最大。
铁氧体磁芯
开关电源变压器磁芯大多数应用铁氧体材料。
在Ⅲ类工作状态，50kHz以下，大多数功率铁氧体材料磁通密度可以选取0.16T。
而在50kHz以上，磁芯损耗与频率1.6~2次方、与磁通摆幅为2～2.7次方关系。
工作磁通密度摆幅应随频率升高而下降（图4.20）。
一般在给定的工作频率下，按比损耗100～200mW/cm3选取磁通密度摆幅。
在200～300kHz以下，磁滞损耗为主。
在更高频率时，因为涡流损耗随频率平方（相同磁通摆幅和波形）上升，超过磁滞损耗。
在200～300kHz以下，由于线圈损耗高，变压器最坏情况是低电压和满载。
一旦磁芯的涡流损耗变得明显时，特别在高Ui时，涡流损耗将随频率迅速增加。
在第四章手册中材料损耗曲线（例如图4.20）是正弦波激励下试样取得的，没有给出高压脉冲，小占空度的损耗曲线。
在低Ui时，电流增大，要求导线截面增大，邻近效应严重，线圈损耗也随频率上升。
为了维持合理的Rac/Rdc（FR=1.5），必须采用扭绕的多股细导线或利兹线。
多股线的绝缘和线圈间空隙减少了窗口充填系数。
因此，高频时，涡流损耗占统治地位，磁芯损耗最坏情况是高Ui和满载，线圈最坏情况是低Ui和满载。
带料合金磁芯涡流为主，与铁氧体高频情况相同，磁芯最坏情况是高Ui和满载。
线圈最坏情况是低Ui和满载。
在第六章中已经讨论了损耗最佳分配：
当磁芯损耗等于线圈铜损耗时磁元件体积最小。
在高频开关电源中，通常磁芯损耗限制了磁感应选取，工作磁感应往往远小于饱和磁感应。
实际上，磁芯损耗与线圈损耗相近时，总损耗在较宽的范围内最小。
同时应使所有线圈的电流密度近似相等，才能使线圈损耗最小。
半桥或全桥变压器线圈利用最好，而中心抽头次级利用较差，如有效值电流密度近似相等，此时初级占有效窗口的40％，次级占60％。
在其他情况下，初次级导体面积比各占50％：
正激变换器（单端初级/次级），中心抽头初级/中心抽头次级）,全桥，半桥初级/全桥次级。
以上的配置是不可能达到的，因为每个线圈的匝数必须是整数。
在低压次级，磁芯与线圈损耗最佳平衡设计需要1.5匝。
如用1匝，磁通变化量和磁芯损耗可能太大；用两匝线圈损耗太大，在两个极限情况下，不可能满足温升和绝对损耗限制。
解决问题的办法是选取大一号磁芯。
当磁芯选定以后，由式（6.16）决定热阻。
初始设计时，如选用E类磁芯，可不考虑损耗功率的影响，直接应用式（6.18）决定热阻。
7.1.4充填系数
这在第六章讨论过，在设计时应记住：
●高压时，为满足安全绝缘要求，线圈端部留边和爬电距离，以及绝缘厚度限制，占窗口面积很大的百分比，小变压器更严重。
骨架进一步减少了窗口有效面积。
可考虑采用加重绝缘的绝缘导线－如三重绝缘导线，可不必预留爬电距离。
●导线形状不同，窗口利用不同。
圆导线间排比叠层排列充填系数高，但线圈导线之间的空隙和导线绝缘占据较大窗口面积。
即使用全部圆绝缘导线组成的单线圈，铜截面积也仅占骨架窗口的70～75％。
对于利兹线，铜面积进一步减少。
多股绞线，附加75％（近似）系数。
例如，7根7股利兹线圈铜面积是0.75×0.75×0.75＝42％。
铜箔或带多层线圈没有空隙，仅匝间绝缘。
骨架窗口的线圈利用率高达80～90％铜面积。
实际上，铜箔或铜带绕制时不可能绕制得非常伏贴，一般利用率在0.35~0.5之间。
考虑到层间绝缘，骨架，屏蔽以及爬电距离等因素，一般实际窗口总利用率在0.25～0.5之间。
7.1.5电路拓扑
尽管各种功率电路拓扑适用一定的范围，但也不是绝对的，大多数情况下相互覆盖的。
电路拓扑的选择对变压器设计有决定性影响，详细讨论不属于本文范围。
反激电路（反激变压器在第八章）主要用于功率范围0～150W,正激变换器范围在50～500W，半桥从100W到1000W，而全桥应用于500W以上。
以上范围不是绝对的，实际产品中有低压输入的1500W的反激变换器。
次级桥式整流的全桥和半桥变换器变压器利用率最好，因为磁芯是双向磁化，而线圈在整个导通时间都流过电流，线圈充分利用。
带有中心抽头次级，在一个周期中，总有一个线圈在导通期间没有电流，线圈利用率和效率降低。
中心抽头初级和次级，线圈和磁芯利用率进一步降低。
所有推挽拓扑的优点是在给定开关频率，相同纹波滤波和闭环能力时，变压器和线圈工作频率是一半，减少了磁芯和交流线圈损耗。
正激变换器变压器利用率和效率最不好，因为无论是线圈或磁芯最大工作时间也只有半个周期。
7.1.6频率
在开关电源中“频率”有几个含义，且容易发生混淆。
在本书中，“开关频率”fs定义为开关驱动脉冲的频率。
它是输出滤波，输出纹波和输入电流纹波频率，是控制回路设计的重要依据。
在单端正激变换器功率电路中，功率开关，变压器和输出整流器都工作在开关频率，不会发生混淆。
变压器工作频率和开关频率相同。
“时钟频率”是控制IC芯片产生的时钟脉冲频率。
通常，开关频率与时钟频率相同，但不总是这样。
偶尔，控制IC芯片经分频获得低的开关频率。
特别将推挽IC控制芯片用于单端正激变换器，仅用两个开关驱动中的一个，保证最大占空度不超过50％。
在这种情况下，开关频率是时钟频率的一半
通常发生混淆是推挽拓扑。
推挽类（推挽，半桥和全桥）功率电路每个功率开关以1/2时钟频率驱动，电路的开关频率就是时钟频率。
变压器和单个功率开关和单个整流器都以“变压器频率fT”工作,它是开关频率的一半。
电路输出滤波工作在开关频率。
7.1.7占空度
占空度D定义为功率开关导通时间Ton与开关周期T的比：
D=Ton/T。
在单端正激变换器中，这很容易明白。
但在双端双路交错正激和推挽类变换器中，时常发生混乱。
例如，双端双路交错正激变换器中，对于每一路，在输入电压最低Uimin时最大占空度约为0.45，每路变压器在45％时间内传输功率，传输总功率的一半。
而对输出滤波电感占空度则为0.9。
在半桥电路工作于最低电压时，占空度接近90％（D=0.9）。
变压器在90％的时间传输功率，90％时间电压脉冲加在输入滤波器上等等。
但对于单个功率开关和单个整流器，总是交替导通，占空度仅45％。
输出滤波器可以看成D=0.5Ton/0.5T=Ton/T。
在整个电源设计中，应保持D的定义一致。
正激或推挽类变换器稳态时，当输入电压变化时，反馈控制电路根据输入电压的变化反比改变占空度D，以维持输出电压的稳定Uo=U2’D。
U2’≈Ui/n－滤波器输入电压，等于变压器次级电压减去整流二极管压降。
因此
（7.1）
式中fS=1/T－开关频率。
当输出电压恒定时，稳态情况下变压器线圈上的伏秒为常数，与电网电压和负载电流无关。
当输入电压最低（Uimin）时，占空度最大，还要考虑到以下对最大占空度的限制：
1.根据输出电压调节范围，在输入电压最低时应保证输出最高电压。
即最大占空度。
在最高输入电压、轻载时最小占空度。
2.正激变换器的变压器，在每个开关周期中导通磁化后必须使磁芯复位。
如果复位反向电压被Ui箝位，同时复位线圈与初级线圈匝数相等，必须限制最大占空度小于50％，因为复位所需时间等于导通时间，同时还应当加上功率开关的关断延迟时间。
在推挽类变换器中（桥式，半桥，推挽）占空度接近100％。
在互补开关转换时关断延迟使得开通与关断晶体管共导通，必须设置死区。
占空度应小于1。
3.实际电路中，存在整流二极管压降，初级和次级线圈电阻，滤波电感电阻以及功率开关压降，也影响极限占空度Dlim选择。
4.如果在低输入电压Ui正好达到最大占空度极限值Dlim，当出现突加负载时，调节器没有备份的伏秒能力，不能响应负载的突变，造成电压较大的跌落。
因此希望Dmax5.在电源启动或突加负载时，瞬时造成输出电压跌落。
反馈电路将占空度推向Dlim。
由于输出滤波电感限制了输出电流的上升率，以致于在好几个开关周期工作在极限Dlim。
如果输入又是最高电压Uimax，变压器伏秒比正常大几倍，即磁通变化量比额定变化量大几倍，可能使磁芯饱和。
增加磁芯损耗不是个问题－因为瞬时工作。
如果限制最大伏秒与稳态时伏秒相近，且因工作磁通密度受损耗限制远小于饱和磁通密度BS（对于正激是Bs-Br）,这不成问题。
例如限制的伏秒比额定的伏秒为3:
1，如ΔB＝0.08T，3倍ΔB=0.24T如果存在这个问题，在电路中可采用软启动，软启动并不影响快速增长的负载。
绝大部分控制芯片没有伏秒限制功能，具有软饱和特性功率磁芯材料可容忍磁芯饱和，不至于产生过大的磁化电流。
但对陡峭饱和的矩形回线材料，这似乎是个灾难。
解决办法是选择磁感应摆幅小到在不正常情况下不会饱和。
7.1.8匝数和匝比选取
初级一般电压较高，调整初级匝数和匝比不困难。
次级一般匝数较少，工作频率越高，次级有可能只有一匝，甚至少于一匝，如果取整，带来很大匝比误差，同时引起相关问题。
7.1.8.1匝数的取整
在输出电压比较低时，例如5V，甚至1V左右，限制了匝数和匝比的选择。
5V输出次级可能是1匝或2匝，每个线圈阶差1或2匝。
计算结果1.5匝，取整可能选择2匝，为保持原来的匝比，所有线圈匝数增加25％。
相同尺寸的磁芯和窗口，要在原来的窗口中绕不下总线圈。
如加大了电流密度，大大增加了线圈损耗。
反之，选择1匝，但磁芯中的磁通密度增加1/3，磁芯损耗可能增加一倍。
虽然没有通用的快速的选择每个线圈最优匝数的方法，但有一般规律可循。
首先，决定额定UiD时达到希望输出电压的线圈之间的理想匝比。
接着，在选择某磁芯尺寸后，求得匝比和匝数，但不是实际需要的整数。
在取整数匝前最好折衷处理，试试几个可能。
从最低电压次级开始，因为小的数字整数化百分比最大。
特别是如果低输出电压的次级输出最大负载功率，而主控制回路调节的也是低压输出，最低电压次级匝数上升或下降对整个线圈影响最大。
匝数下降将增加铁损，上升将增加线圈损耗。
如果增加的损耗太大，必须重新选择磁芯，以便仅需要很少变动就可调整到整数匝。
多低压次级匝数和匝比选择更加困难。
例如12V和5V次级希望匝比是2.5:
1，很容易做到5V的次级2匝，12V为5匝。
但如果5V次级仅1匝，那么12V次级仅可选3匝，这样使铜损耗增加很大。
这个问题可通过分数匝比解决。
较高电压次级因匝数多取整数困难较少。
但一般是开环，电压精度和负载效应使稳压性能变差，通常需要一个后继线性的或开关调节器。
应用较多的是磁调节器。
7.1.8.2分数匝
现代集成电路供电电压越来越低，例如1.2~1.8V，工作频率在100kHz以上时，计算出的变压器的匝数很少，例如1匝，或少于1匝，而且常常不是整数。
如果取整数，使得变压器体积或损耗大大增加；此外，如果变压器多路输出，只有一路闭环调节，而其它各路需要较精确的匝比获得满意的输出电压精度。
如果取整数匝，电压误差大，需要后级线性稳压和开关调节（如磁调节器），在这些场合采用分数匝，可减少体积和损耗。
但是，如果处理不好，有分数匝变压器的固有漏感太大。
这里介绍一般原理和方法。
A.原理
如果线圈上电压为U,N匝线圈绕在中柱上，根据电磁感应定律每匝的磁通变化量
（7.2）
式中Ton－U加在线圈上的时间（S）；Ae－磁芯中柱截面积（m2）；ΔB－在Ton时间磁芯中磁通密度增量（T）。
如果E型磁芯，两个边柱截面积相等，并等于中柱截面积的一半。
一个线圈（图7.1）只围绕E型磁芯边柱（图1（a）中A），或既围绕中柱还围绕一个边柱（图1（a）中B）；如用“X”磁芯，线圈的柱间出线（图1（b）中A、B、C），线圈围绕边柱的不同，就可造成不同的分数匝。
例如图7.1（a）线圈A，围绕边柱的线圈，包围的磁通是中柱的一半，这个线圈上的感应电势为
（7.3）
A
213
1B
BA
C
（a）E型磁芯（b）X型磁芯
图7.1分数匝
如式（7.2）中N=1，式（7.3）为式（7.2）的一半。
即线圈A相当于中柱线圈的半匝。
这就是所谓分数匝。
可见图7.1（a）线圈B绕中柱一匝，另一匝绕一个边柱和中柱，边柱和中柱磁通方向相反，合成后相当于一半中柱磁通，故线圈B等效为1.5匝。
同理，图7.1（b）的四个边柱的磁通是中柱的1/4，因此出现为A,B,C时分别为1.25、1.5和1.75匝。
图7.2为E型磁芯变压器和等效磁路。
初级线圈绕在中柱上，次级线圈中一匝绕在边柱上，构成一个分数匝与其余次级串联。
中柱的磁导为G1=μA1/l1，边柱的磁导为G2=μA2/l2＝G3（A3=A2，l3=l2）。
如果没有次级电流，中柱的磁通均匀分配在各边柱中。
令k=G2/（G2+G3）＝A2/（A2+A3）－分数匝包围的总磁通的分数值。
即φ3＝kφ1，dφ3/dt＝kdφ1/dt。
产生的感应电势为
（7.4）
φ1
UINNpG1φ2φ3
312G3G2
UoNsF=N1i
图7.2有分数匝变压器（A）和等效磁路（B）
式中N2－包围全磁通的次级匝数。
N1－初级匝数。
初级的磁化安匝imN1维持磁芯中的磁通变化。
如果次级有电流时，次级电流产生相反于激磁磁场的磁势，磁通分配将发生变化。
B.漏磁
φ1Aφ2
G1φ3
G3G2
N1Im
N1I2’
N2I21·I2
B
图7.3
尽管次级与初级紧耦合，初级总存在着不与全部次级耦合的杂散漏感与初级串联。
而分数匝次级只与部分初级磁通相耦合，漏感比一般线圈要大得多。
式（7.4）仅在空载情况下成立。
当次级流过负载电流时，在图7.3中画出了有负载电流时的等效磁路。
中柱初级线圈激磁磁势N1im，初级还产生一个磁势N1I2’与次级负载的去磁磁势N2I2抵销。
如果磁路是线性的，中柱的磁通φ1与Ui有关，激磁磁势无明显变化。
通过次级分数匝的电流产生1个I2安匝磁势。
此磁势使φ2减少，φ3增加。
因此分数匝感应电势减少。
负载电流增大到一定值时，分数匝产生的反磁通抵销了中柱激磁产生的磁通，继续增大电流时，分数匝成了一个孤立电感，感应电势反向，使次级输出电压比没有分数匝时还小。
次级分数匝的漏感为
（7.5）
式中A＝A2+A3－边柱总面积；l－边柱平均长度；F=A2/A。
当k=0.5时，漏感最大。
不论是一个分数匝与中柱的一匝或多匝串联，还是整个次级，漏感是相同的。
但分数匝与多个满匝串联时，分数匝输出功率仅占变压器输出功率很小部分，漏感影响很小，但多路输出时，严重影响交叉调节性能。
Uo
Ui
图7.4磁通平衡的分数匝
C．减少负载电流的影响
分数匝流过负载电流时边柱的磁通减少，而另一边柱的磁通增加。
如果精确保证两个边柱在负载电流变化时磁通平衡，分数匝的电压就不会下降。
下面介绍以下几个措施：
图7.4中两个边柱各绕1匝线圈，并联连接成1个分数匝。
由于两个线圈包围边柱截面积相等，磁通相等，感应电势相等。
如果分数匝引起磁通不平衡时，两线圈感应电势造成差值电流，此环流抵销磁势的不平衡，迫使两个边柱磁通相等。
即使两个边柱面积不等，平衡线圈也能迫使每个边柱磁通相等。
尽管上述方法解决了次级很大漏磁问题，但仍有很大的初级磁通不与分数次级耦合的杂散磁通。
第六章介绍的减少漏感的方法，在这里也适用。
图7.5方法进一步减少漏感。
图中单个半匝是两个铜箔半圆筒，紧贴在初级或夹在初级中，加强了半匝与初级的耦合程度。
两个不能直接接触的半圆筒，通过半圆筒两端出头，从磁芯端部外边，交叉并联连接成半匝。
尤其是夹在初级线圈中间漏感最小。
图7.5半圆筒构成半匝
以上利用半匝本身平衡磁通，也可以单独用一个平衡线圈达到边柱磁通的平衡，如图7.6所示。
平衡线圈是两个相等匝数的线圈交叉并联而成。
线圈可用较细的导线绕1匝或许多匝。
最好绕许多匝。
线圈沿外边柱绕。
磁通平衡线圈要平衡的电流是输出电流的一半。
例如，有两路输出都有半匝，而且绕在一个边柱上，电流分别为2A和3A。
要平衡的电流为5A/2=2.5A。
如果平衡线圈每边为5匝，则平衡线圈中的电流为2.5A/5=0.5A。
如果半匝分别在两个边柱上，最坏的情况是3A半匝满载，2A半匝空载，平衡线圈流过的电流为3/2/5=0.3A。
这种平衡线圈结构灵活，几乎适用于所有拓扑的变压器。
213
图7.6专用平衡线圈
以上在E型磁芯中得到1/2匝。
要获得小于1/2匝采用图7.1（b）磁芯。
但是要得到1/4匝，为了4个边柱磁通相等，要在4个边柱都绕1匝并联，实际操作有些困难。
而且“X”磁芯不适宜高频工作。
比较合理的方式还是利用广泛适用的E型磁芯。
以上讨论了用两个相等匝数的平衡线圈获得两个边柱的磁通相等。
前面已分析过即使边柱面积不等，只要平衡线圈匝数相等，也能使边柱磁通相等。
反之，如果边柱截面积相等，而平衡线圈不等，将迫使边柱磁通不等。
例如2＃边柱平衡线圈是3＃的3倍，因为线圈并联在一起，感应电势必须相等，2＃边柱中的磁通变化率dφ2/dt是3＃边柱的1/3，所以总磁通的1/4进入2＃边柱，3/4进入3＃边柱。
匝链2＃边柱的线圈为1/4匝，匝链3＃边柱的线圈为3/4匝。
同理，可得到任意分数匝。
但应当注意到，中柱的磁通不变，在任意分数匝时，边柱的磁通分配发生了变化：
一个比正常应用大，而另一个比正常应用小。
磁通过大就会使磁芯饱和，从理论上讲应当减少磁通密度摆幅，但是，分数匝一般应用在100Hz以上，工作磁通密度摆幅因受损耗限制远小于饱和磁通密度。
一般不会进入饱和，只是磁芯损耗略有增加。
一旦匝数确立，初始计算必须重新确定。
7.1.9磁通偏移
根据电磁感应定律，一个线圈包围的磁通等于每匝伏秒的积分。
这意味着任何磁器件的任何线圈上电压，一个周期内平均电压必须为零。
一个交流波形中，如果存在即使非常小的直流分量，也会慢慢地将磁芯磁化到饱和。
在低频率主变压器中，初级线圈的电阻压降足以限制磁芯趋向饱和：
这是因为当小的直流分量将磁通慢慢推向饱和时，磁化电流开始不对称。
直流分量增加的磁化电流在线圈电阻上产生一个IR降落，抵销了激励波形中的直流电压分量，有可能避免磁芯饱和。
在高频开关电源中，理论上推挽驱动波形是对称的，开关期间相等的正负伏秒交替加到线圈上，将磁芯磁化然后复位到初始状态。
但是，通常由于功率器件的导通电阻Ron或开关速度的不等，使得驱动波形的伏秒不对称，产生小的直流分量引起磁通的偏移。
高频变压器一般初级匝数很少，直流电阻极低，直流磁化电流分量压降IR在磁芯饱和前，不足以消除伏秒不对称。
正激变换器磁通偏移不是问题。
当开关关断时，变压器磁化电流减少使电压反极性，一般引入箝位电路，反向电压使磁化电流减少到零，回到磁化的起始状态。
反向伏秒精确地等于开关导通时的伏秒。
正激变换器自动地自复位（通过限制最大占空度，保证有足够的复位时间）。
电压型任何推挽电路拓扑（全桥，半桥和中心抽头推挽），磁通偏移问题最为严重。
解决办法之一是在磁芯的磁路中串联一个小气隙，这将使磁化电流增加，同时非矩形磁化曲线，有利于避免饱和。
电路电阻的IR压降可以抵销驱动波形中不对称。
但磁化电流增加表示激磁电感能量的增加，通常用缓冲和箝位吸收，增加了电路损耗。
解决不对称问题的比较好的方法是采用电流型控制
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