第七章 功率变压器设计.docx

1、第七章 功率变压器设计第七章 功率变压器设计本章将讨论正激、桥式、半桥和推挽变压器设计。反激变压器（实际上是耦合电感）在第八章讨论。设计变压器时，应当预先知道电路拓扑、工作频率、输入和输出电压、输出功率或输出电流以及环境条件。同时还应当知道所设计的变压器允许多大损耗。总是以满足最坏情况设计变压器，保证设计的变压器在规定的任何情况下都能满意工作。7.1 变压器设计一般问题7.1.1变压器功能开关电源中功率变压器的主要目的是传输功率。将一个电源的能量瞬时地传输到负载。此外，变压器还提供其它重要的功能： 通过改变初级与次级匝比，获得所需要的输出电压； 增加多个不同匝数的次级，获得不同的多路输出电压；

2、 为了安全，要求离线供电或高压和低压不能共地，变压器方便地提供安全隔离。7.1.2 变压器的寄生参数及其影响在第二章讨论了理想变压器和实际变压器，它们的区别在于理想变压器不储存任何能量所有的能量瞬时由输入传输到输出。实际上，所有实际变压器都储存一些不希望的能量： 漏感能量表示线圈间不耦合磁通经过的空间存储的能量。在等效电路中，漏感与理想变压器激励线圈串联，其存储的能量与激励线圈电流的平方成正比。 激磁电感（互感）能量表示有限磁导率的磁芯中和两半磁芯结合处气隙存储的能量。在等效电路中，激磁电感与理想变压器初级线圈（负载）并联。存储的能量与加到线圈上每匝伏特有关，与负载电流无关。漏感阻止开关和整流

3、器电流的瞬态变化，随着负载电流的增加而加剧，使得输出的外特性变软。在多路输出只调节一路输出时，因存在初级漏感，其它开环输出的稳压性能变差。互感和漏感能量在开关转换瞬时引起电压尖峰，是EMI的主要来源。为防止电压尖峰造成功率开关与整流器的损坏，电路中采用缓冲或箝位电路抑制电压尖峰。缓冲和箝位电路虽然能抑制尖峰电压，为了可靠，还需选择高电压定额的器件；如果缓冲和箝位电路损耗过大，还必须应用更复杂的无损缓冲电路回收能量。即使这样，缓冲电路中元件不是无损的，环流损失相当多的能量。总之，漏感和激磁电感降低变换器的效率。因此，通常在设计变压器时，应尽量减少变压器的漏感，详细参看第六章。有些电路利用漏感和互

4、感能量获得零电压转换(ZVT)，但在轻载时漏感能量很小；而互感大小较难控制，主要通过控制两半磁芯装配气隙大小控制激磁电感。7.1.3 温升和损耗在设计开关电源开始时，根据输出功率，输出电压和输出电压调节范围、输入电压、环境条件等因素，设计者凭经验或参照同类样机，给出一个可能达到的效率，由此得到总损耗值。再将总损耗分配到各损耗部件，得到变压器的允许损耗。变压器损耗使得线圈和磁芯温度提高，线圈中心靠近磁芯表面温度最高，此最大“热点” 限制了变压器的温升。根据式（6.15），温升T（）等于变压器热阻Rth（/ W）乘以功率损耗P（W）： 在一般工业产品中，民用环境温度最高为40。变压器内部最高温度受

5、磁芯和绝缘材料限制，如果采用铁氧体与A或E级绝缘，变压器温升一般定为4050温升。其内部热点温度为100。如果温升过高，应当采用较大尺寸的磁芯。如果要求较小的体积，应当采用合金磁芯和高绝缘等级的绝缘材料，允许较高温升，但使效率降低。变压器损耗分为磁芯损耗和线圈损耗，很难精确预计。磁芯损耗包括磁滞损耗和涡流损耗。线圈损耗包括直流损耗和高频损耗。引起变压器温升主要是稳态损耗，而不是瞬态损耗。磁芯损耗 磁芯磁滞损耗与频率和磁通摆幅有关。在所有类和类磁芯工作状态（正激和推挽类拓扑）中，Uo=DUi/n（n=N1/N2变压器变比）。当工作频率固定，伏秒积即磁通变化量是常数，所以磁滞损耗是常数，与Ui和负

6、载电流无关。磁芯涡流损耗实际上即磁芯材料的电阻损耗I2R。涡流大小正比于磁通变化率，即与变压器伏/匝成正比。因此，如Ui加大一倍，涡流增加一倍，峰值损耗I2R增加4倍；如保持输出稳定，占空度下降一半，则平均损耗I2R增加一倍。可见磁芯涡流损耗正比于Ui，最坏情况是最高电压。磁芯涡流损耗还与磁芯结构有关，如果磁芯由相互绝缘的叠片或几块较小的截面组成，涡流比整体小。线圈损耗低频线圈损耗是容易计算的。但高频线圈涡流很难精确确定，因为开关电流矩形波包含高次谐波。在正激或推挽类拓扑中，如果斜坡分量是斜坡中心值的1/5时，次级峰值电流可近似等于负载电流，而峰值初级电流等于负载电流除以匝比： 峰值电流与Ui

7、无关。而在峰值电流为常数时（负载不变），有效值电流的平方，即线圈损耗（I2R损耗）正比于占空度D，反比于Ui。（对于峰值电流不变，高次谐波主要由开关瞬态引起的，D无明显变化）。线圈损耗在低Ui时总是最大。铁氧体磁芯开关电源变压器磁芯大多数应用铁氧体材料。在类工作状态，50kHz以下，大多数功率铁氧体材料磁通密度可以选取0.16T。而在50kHz以上，磁芯损耗与频率1.62次方、与磁通摆幅为22.7次方关系。工作磁通密度摆幅应随频率升高而下降（图4.20）。一般在给定的工作频率下，按比损耗100200mW/cm3选取磁通密度摆幅。在200300kHz以下，磁滞损耗为主。在更高频率时，因为涡流损耗

8、随频率平方（相同磁通摆幅和波形）上升，超过磁滞损耗。在200300kHz以下，由于线圈损耗高，变压器最坏情况是低电压和满载。一旦磁芯的涡流损耗变得明显时，特别在高Ui时，涡流损耗将随频率迅速增加。在第四章手册中材料损耗曲线（例如图4.20）是正弦波激励下试样取得的，没有给出高压脉冲，小占空度的损耗曲线。在低Ui时，电流增大，要求导线截面增大，邻近效应严重，线圈损耗也随频率上升。为了维持合理的Rac/Rdc(FR=1.5)，必须采用扭绕的多股细导线或利兹线。多股线的绝缘和线圈间空隙减少了窗口充填系数。因此，高频时，涡流损耗占统治地位，磁芯损耗最坏情况是高Ui和满载，线圈最坏情况是低Ui和满载。带

9、料合金磁芯涡流为主，与铁氧体高频情况相同，磁芯最坏情况是高Ui和满载。线圈最坏情况是低Ui和满载。在第六章中已经讨论了损耗最佳分配：当磁芯损耗等于线圈铜损耗时磁元件体积最小。在高频开关电源中，通常磁芯损耗限制了磁感应选取，工作磁感应往往远小于饱和磁感应。实际上，磁芯损耗与线圈损耗相近时，总损耗在较宽的范围内最小。同时应使所有线圈的电流密度近似相等，才能使线圈损耗最小。半桥或全桥变压器线圈利用最好，而中心抽头次级利用较差，如有效值电流密度近似相等，此时初级占有效窗口的40，次级占60。在其他情况下，初次级导体面积比各占50：正激变换器（单端初级/次级），中心抽头初级/中心抽头次级）,全桥，半桥初

10、级/全桥次级。以上的配置是不可能达到的，因为每个线圈的匝数必须是整数。在低压次级，磁芯与线圈损耗最佳平衡设计需要1.5匝。如用1匝，磁通变化量和磁芯损耗可能太大；用两匝线圈损耗太大，在两个极限情况下，不可能满足温升和绝对损耗限制。解决问题的办法是选取大一号磁芯。当磁芯选定以后，由式（6.16）决定热阻。初始设计时，如选用E类磁芯，可不考虑损耗功率的影响，直接应用式（6.18）决定热阻。7.1.4 充填系数这在第六章讨论过，在设计时应记住： 高压时，为满足安全绝缘要求，线圈端部留边和爬电距离，以及绝缘厚度限制，占窗口面积很大的百分比，小变压器更严重。骨架进一步减少了窗口有效面积。可考虑采用加重绝

11、缘的绝缘导线如三重绝缘导线，可不必预留爬电距离。 导线形状不同，窗口利用不同。圆导线间排比叠层排列充填系数高，但线圈导线之间的空隙和导线绝缘占据较大窗口面积。即使用全部圆绝缘导线组成的单线圈，铜截面积也仅占骨架窗口的7075。对于利兹线，铜面积进一步减少。多股绞线，附加75（近似）系数。例如，7根7股利兹线圈铜面积是0.750.750.7542。铜箔或带多层线圈没有空隙，仅匝间绝缘。骨架窗口的线圈利用率高达8090铜面积。实际上，铜箔或铜带绕制时不可能绕制得非常伏贴，一般利用率在0.350.5之间。考虑到层间绝缘，骨架，屏蔽以及爬电距离等因素，一般实际窗口总利用率在0.250.5之间。7.1.

12、5 电路拓扑尽管各种功率电路拓扑适用一定的范围，但也不是绝对的，大多数情况下相互覆盖的。电路拓扑的选择对变压器设计有决定性影响，详细讨论不属于本文范围。反激电路（反激变压器在第八章）主要用于功率范围0150W,正激变换器范围在50500W，半桥从100W到1000W，而全桥应用于500W以上。以上范围不是绝对的，实际产品中有低压输入的1500W的反激变换器。次级桥式整流的全桥和半桥变换器变压器利用率最好，因为磁芯是双向磁化，而线圈在整个导通时间都流过电流，线圈充分利用。带有中心抽头次级，在一个周期中，总有一个线圈在导通期间没有电流，线圈利用率和效率降低。中心抽头初级和次级，线圈和磁芯利用率进一

13、步降低。所有推挽拓扑的优点是在给定开关频率，相同纹波滤波和闭环能力时，变压器和线圈工作频率是一半，减少了磁芯和交流线圈损耗。正激变换器变压器利用率和效率最不好，因为无论是线圈或磁芯最大工作时间也只有半个周期。7.1.6 频率在开关电源中“频率”有几个含义，且容易发生混淆。在本书中，“开关频率”fs定义为开关驱动脉冲的频率。它是输出滤波，输出纹波和输入电流纹波频率，是控制回路设计的重要依据。在单端正激变换器功率电路中，功率开关，变压器和输出整流器都工作在开关频率，不会发生混淆。变压器工作频率和开关频率相同。“时钟频率”是控制IC芯片产生的时钟脉冲频率。通常，开关频率与时钟频率相同，但不总是这样。

14、偶尔，控制IC芯片经分频获得低的开关频率。特别将推挽IC控制芯片用于单端正激变换器，仅用两个开关驱动中的一个，保证最大占空度不超过50。在这种情况下，开关频率是时钟频率的一半通常发生混淆是推挽拓扑。推挽类（推挽，半桥和全桥）功率电路每个功率开关以1/2时钟频率驱动，电路的开关频率就是时钟频率。变压器和单个功率开关和单个整流器都以“变压器频率fT”工作,它是开关频率的一半。电路输出滤波工作在开关频率。7.1.7 占空度占空度D定义为功率开关导通时间Ton与开关周期T的比：D=Ton/T。在单端正激变换器中，这很容易明白。但在双端双路交错正激和推挽类变换器中，时常发生混乱。例如，双端双路交错正激变

15、换器中，对于每一路，在输入电压最低Uimin时最大占空度约为0.45，每路变压器在45时间内传输功率，传输总功率的一半。而对输出滤波电感占空度则为0.9。在半桥电路工作于最低电压时，占空度接近90（D=0.9）。变压器在90的时间传输功率，90时间电压脉冲加在输入滤波器上等等。但对于单个功率开关和单个整流器，总是交替导通，占空度仅45。输出滤波器可以看成D=0.5Ton/0.5T=Ton/T。在整个电源设计中，应保持D的定义一致。正激或推挽类变换器稳态时，当输入电压变化时，反馈控制电路根据输入电压的变化反比改变占空度D，以维持输出电压的稳定Uo=U2D。U2Ui/n滤波器输入电压，等于变压器次

16、级电压减去整流二极管压降。因此 （7.1）式中fS=1/T开关频率。当输出电压恒定时，稳态情况下变压器线圈上的伏秒为常数，与电网电压和负载电流无关。当输入电压最低（Uimin）时，占空度最大，还要考虑到以下对最大占空度的限制：1. 根据输出电压调节范围，在输入电压最低时应保证输出最高电压。即最大占空度。在最高输入电压、轻载时最小占空度。2. 正激变换器的变压器，在每个开关周期中导通磁化后必须使磁芯复位。如果复位反向电压被Ui箝位，同时复位线圈与初级线圈匝数相等，必须限制最大占空度小于50，因为复位所需时间等于导通时间，同时还应当加上功率开关的关断延迟时间。在推挽类变换器中（桥式，半桥，推挽）占

17、空度接近100。在互补开关转换时关断延迟使得开通与关断晶体管共导通，必须设置死区。占空度应小于1。3. 实际电路中，存在整流二极管压降，初级和次级线圈电阻，滤波电感电阻以及功率开关压降，也影响极限占空度Dlim 选择。4. 如果在低输入电压Ui正好达到最大占空度极限值Dlim，当出现突加负载时，调节器没有备份的伏秒能力，不能响应负载的突变，造成电压较大的跌落。因此希望Dmax Dlim。5. 在电源启动或突加负载时，瞬时造成输出电压跌落。反馈电路将占空度推向Dlim。由于输出滤波电感限制了输出电流的上升率，以致于在好几个开关周期工作在极限Dlim。如果输入又是最高电压Uimax，变压器伏秒比正

18、常大几倍，即磁通变化量比额定变化量大几倍，可能使磁芯饱和。增加磁芯损耗不是个问题因为瞬时工作。如果限制最大伏秒与稳态时伏秒相近，且因工作磁通密度受损耗限制远小于饱和磁通密度BS(对于正激是Bs-Br),这不成问题。例如限制的伏秒比额定的伏秒为3:1，如B0.08T，3倍B =0.24TBS。如果存在这个问题，在电路中可采用软启动，软启动并不影响快速增长的负载。绝大部分控制芯片没有伏秒限制功能，具有软饱和特性功率磁芯材料可容忍磁芯饱和，不至于产生过大的磁化电流。但对陡峭饱和的矩形回线材料，这似乎是个灾难。解决办法是选择磁感应摆幅小到在不正常情况下不会饱和。7.1.8 匝数和匝比选取初级一般电压较

19、高，调整初级匝数和匝比不困难。次级一般匝数较少，工作频率越高，次级有可能只有一匝，甚至少于一匝，如果取整，带来很大匝比误差，同时引起相关问题。7.1.8.1 匝数的取整在输出电压比较低时，例如5V，甚至1V左右，限制了匝数和匝比的选择。5V输出次级可能是1匝或2匝，每个线圈阶差1或2匝。计算结果1.5匝，取整可能选择2匝，为保持原来的匝比，所有线圈匝数增加25。相同尺寸的磁芯和窗口，要在原来的窗口中绕不下总线圈。如加大了电流密度，大大增加了线圈损耗。反之，选择1匝，但磁芯中的磁通密度增加1/3，磁芯损耗可能增加一倍。虽然没有通用的快速的选择每个线圈最优匝数的方法，但有一般规律可循。首先，决定额

20、定UiD时达到希望输出电压的线圈之间的理想匝比。接着，在选择某磁芯尺寸后，求得匝比和匝数，但不是实际需要的整数。在取整数匝前最好折衷处理，试试几个可能。从最低电压次级开始，因为小的数字整数化百分比最大。特别是如果低输出电压的次级输出最大负载功率，而主控制回路调节的也是低压输出，最低电压次级匝数上升或下降对整个线圈影响最大。匝数下降将增加铁损，上升将增加线圈损耗。如果增加的损耗太大，必须重新选择磁芯，以便仅需要很少变动就可调整到整数匝。多低压次级匝数和匝比选择更加困难。例如12V和5V次级希望匝比是2.5:1，很容易做到5V的次级2匝，12V为5匝。但如果5V次级仅1匝，那么12V次级仅可选3匝

21、，这样使铜损耗增加很大。这个问题可通过分数匝比解决。较高电压次级因匝数多取整数困难较少。但一般是开环，电压精度和负载效应使稳压性能变差，通常需要一个后继线性的或开关调节器。应用较多的是磁调节器。7.1.8.2 分数匝现代集成电路供电电压越来越低，例如1.21.8V，工作频率在100kHz以上时，计算出的变压器的匝数很少，例如1匝，或少于1 匝，而且常常不是整数。如果取整数，使得变压器体积或损耗大大增加；此外，如果变压器多路输出，只有一路闭环调节，而其它各路需要较精确的匝比获得满意的输出电压精度。如果取整数匝，电压误差大，需要后级线性稳压和开关调节（如磁调节器），在这些场合采用分数匝，可减少体积

22、和损耗。但是，如果处理不好，有分数匝变压器的固有漏感太大。这里介绍一般原理和方法。A. 原理如果线圈上电压为U,N匝线圈绕在中柱上，根据电磁感应定律每匝的磁通变化量 (7.2) 式中TonU加在线圈上的时间(S)；Ae磁芯中柱截面积(m2)；B在Ton时间磁芯中磁通密度增量（T）。如果E型磁芯，两个边柱截面积相等，并等于中柱截面积的一半。一个线圈（图7.1）只围绕E型磁芯边柱（图1(a)中A），或既围绕中柱还围绕一个边柱（图1(a)中B）；如用“X”磁芯，线圈的柱间出线(图1(b)中A、B、C)，线圈围绕边柱的不同，就可造成不同的分数匝。例如图7.1(a)线圈A，围绕边柱的线圈，包围的磁通是中

23、柱的一半，这个线圈上的感应电势为 (7.3) A 2 1 3 1 B B A C (a) E型磁芯 (b) X型磁芯 图7.1 分数匝如式（7.2）中N=1，式(7.3)为式（7.2）的一半。即线圈A相当于中柱线圈的半匝。这就是所谓分数匝。可见图7.1(a)线圈B绕中柱一匝，另一匝绕一个边柱和中柱，边柱和中柱磁通方向相反，合成后相当于一半中柱磁通，故线圈B等效为1.5匝。同理，图7.1(b)的四个边柱的磁通是中柱的1/4，因此出现为A,B,C时分别为1.25、1.5和1.75匝。图7.2为E型磁芯变压器和等效磁路。初级线圈绕在中柱上，次级线圈中一匝绕在边柱上，构成一个分数匝与其余次级串联。中柱

24、的磁导为G1=A1/l1，边柱的磁导为G2=A2/l2G3（A3=A2，l3=l2）。如果没有次级电流，中柱的磁通均匀分配在各边柱中。令k=G2/( G2 +G3)A2/( A2 +A3)分数匝包围的总磁通的分数值。即3k1，d3/dtkd1/dt。产生的感应电势为 （7.4） 1 UIN Np G1 2 3 3 1 2 G3 G2 Uo Ns F=N1i 图7.2 有分数匝变压器（A）和等效磁路（B）式中N2包围全磁通的次级匝数。N1初级匝数。初级的磁化安匝imN1维持磁芯中的磁通变化。如果次级有电流时，次级电流产生相反于激磁磁场的磁势，磁通分配将发生变化。B. 漏磁 1 A 2G1 3 G

25、3 G2 N1Im N1I2 N2I2 1I2 B 图7.3尽管次级与初级紧耦合，初级总存在着不与全部次级耦合的杂散漏感与初级串联。而分数匝次级只与部分初级磁通相耦合，漏感比一般线圈要大得多。式(7.4)仅在空载情况下成立。当次级流过负载电流时，在图7.3中画出了有负载电流时的等效磁路。中柱初级线圈激磁磁势N1im，初级还产生一个磁势N1I2与次级负载的去磁磁势N2I2抵销。如果磁路是线性的，中柱的磁通1与Ui有关，激磁磁势无明显变化。通过次级分数匝的电流产生1个I2安匝磁势。此磁势使2减少，3增加。因此分数匝感应电势减少。负载电流增大到一定值时，分数匝产生的反磁通抵销了中柱激磁产生的磁通，继

26、续增大电流时，分数匝成了一个孤立电感，感应电势反向，使次级输出电压比没有分数匝时还小。次级分数匝的漏感为 （7.5）式中AA2+A3边柱总面积；l边柱平均长度；F=A2/ A。当k=0.5时，漏感最大。不论是一个分数匝与中柱的一匝或多匝串联，还是整个次级，漏感是相同的。但分数匝与多个满匝串联时，分数匝输出功率仅占变压器输出功率很小部分，漏感影响很小，但多路输出时，严重影响交叉调节性能。 Uo Ui 图7.4 磁通平衡的分数匝C减少负载电流的影响 分数匝流过负载电流时边柱的磁通减少，而另一边柱的磁通增加。如果精确保证两个边柱在负载电流变化时磁通平衡，分数匝的电压就不会下降。下面介绍以下几个措施：

27、图7.4中两个边柱各绕1匝线圈，并联连接成1个分数匝。由于两个线圈包围边柱截面积相等，磁通相等，感应电势相等。如果分数匝引起磁通不平衡时，两线圈感应电势造成差值电流，此环流抵销磁势的不平衡，迫使两个边柱磁通相等。即使两个边柱面积不等，平衡线圈也能迫使每个边柱磁通相等。尽管上述方法解决了次级很大漏磁问题，但仍有很大的初级磁通不与分数次级耦合的杂散磁通。第六章介绍的减少漏感的方法，在这里也适用。图7.5方法进一步减少漏感。图中单个半匝是两个铜箔半圆筒，紧贴在初级或夹在初级中，加强了半匝与初级的耦合程度。两个不能直接接触的半圆筒，通过半圆筒两端出头，从磁芯端部外边，交叉并联连接成半匝。尤其是夹在初级

28、线圈中间漏感最小。 图7.5 半圆筒构成半匝以上利用半匝本身平衡磁通，也可以单独用一个平衡线圈达到边柱磁通的平衡，如图7.6所示。平衡线圈是两个相等匝数的线圈交叉并联而成。线圈可用较细的导线绕1匝或许多匝。最好绕许多匝。线圈沿外边柱绕。磁通平衡线圈要平衡的电流是输出电流的一半。例如，有两路输出都有半匝，而且绕在一个边柱上，电流分别为2A和3A。要平衡的电流为5A/2=2.5A。如果平衡线圈每边为5匝，则平衡线圈中的电流为2.5A/5=0.5A。如果半匝分别在两个边柱上，最坏的情况是3A半匝满载，2A半匝空载，平衡线圈流过的电流为3/2/5=0.3A。这种平衡线圈结构灵活，几乎适用于所有拓扑的变

29、压器。 2 1 3 图7.6 专用平衡线圈以上在E型磁芯中得到1/2匝。要获得小于1/2匝采用图7.1(b)磁芯。但是要得到1/4匝，为了4个边柱磁通相等，要在4个边柱都绕1匝并联，实际操作有些困难。而且“X”磁芯不适宜高频工作。比较合理的方式还是利用广泛适用的E型磁芯。以上讨论了用两个相等匝数的平衡线圈获得两个边柱的磁通相等。前面已分析过即使边柱面积不等，只要平衡线圈匝数相等，也能使边柱磁通相等。反之，如果边柱截面积相等，而平衡线圈不等，将迫使边柱磁通不等。例如2边柱平衡线圈是3的3倍，因为线圈并联在一起，感应电势必须相等，2边柱中的磁通变化率d2/dt是3边柱的1/3，所以总磁通的1/4进

30、入2边柱，3/4进入3边柱。匝链2边柱的线圈为1/4匝，匝链3边柱的线圈为3/4匝。同理，可得到任意分数匝。但应当注意到，中柱的磁通不变，在任意分数匝时，边柱的磁通分配发生了变化：一个比正常应用大，而另一个比正常应用小。磁通过大就会使磁芯饱和，从理论上讲应当减少磁通密度摆幅，但是，分数匝一般应用在100Hz以上，工作磁通密度摆幅因受损耗限制远小于饱和磁通密度。一般不会进入饱和，只是磁芯损耗略有增加。一旦匝数确立，初始计算必须重新确定。7.1.9 磁通偏移根据电磁感应定律，一个线圈包围的磁通等于每匝伏秒的积分。这意味着任何磁器件的任何线圈上电压，一个周期内平均电压必须为零。一个交流波形中，如果存

31、在即使非常小的直流分量，也会慢慢地将磁芯磁化到饱和。在低频率主变压器中，初级线圈的电阻压降足以限制磁芯趋向饱和：这是因为当小的直流分量将磁通慢慢推向饱和时，磁化电流开始不对称。直流分量增加的磁化电流在线圈电阻上产生一个IR降落，抵销了激励波形中的直流电压分量，有可能避免磁芯饱和。在高频开关电源中，理论上推挽驱动波形是对称的，开关期间相等的正负伏秒交替加到线圈上，将磁芯磁化然后复位到初始状态。但是，通常由于功率器件的导通电阻Ron或开关速度的不等，使得驱动波形的伏秒不对称，产生小的直流分量引起磁通的偏移。高频变压器一般初级匝数很少，直流电阻极低，直流磁化电流分量压降IR在磁芯饱和前，不足以消除伏秒不对称。正激变换器磁通偏移不是问题。当开关关断时，变压器磁化电流减少使电压反极性，一般引入箝位电路，反向电压使磁化电流减少到零，回到磁化的起始状态。反向伏秒精确地等于开关导通时的伏秒。正激变换器自动地自复位（通过限制最大占空度，保证有足够的复位时间）。电压型任何推挽电路拓扑（全桥，半桥和中心抽头推挽），磁通偏移问题最为严重。解决办法之一是在磁芯的磁路中串联一个小气隙，这将使磁化电流增加，同时非矩形磁化曲线，有利于避免饱和。电路电阻的IR压降可以抵销驱动波形中不对称。但磁化电流增加表示激磁电感能量的增加，通常用缓冲和箝位吸收，增加了电路损耗。解决不对称问题的比较好的方法是采用电流型控制