精选功率因子校正之基本原理.docx
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精选功率因子校正之基本原理
电源管理-功率因子校正之基本原理
■何谓工率因子?
功率因子(powerfactor;pf)定义为实功(realpower;P)对视在功率(apparentpower;S)之比,或代表电压与电流波形所形成之相角之余弦,如图1。
功率因子值可由0至1之间变化,可为电感性(延迟的、指标向上)或电容性(领先的、指标向下)。
为了降低电感性之延迟,可增加电容,直到pf为1。
当电压与电流波形为同相时,工率因子等于1(cos(0o)=1)。
所有努力使工率因子等于1是为了使电路为纯电阻化(实功等于视在功率)。
▲图1:
功率因子之三角关系。
实功(瓦特)可提供实际工作,此为能量转换元素(例如电能到马达转动rpm)。
虚功(reactivepower)乃为使实功完成实际工作所产生之磁场(损耗)。
而视在功率可想成电力公司提供之总功率,如图1所示。
此总功率经由电力线提供产生所需之实功。
当电压与电流皆为正弦波时,如前述定义之功率因子(简称为功因)为电压与电流波形之对应相角,但大部份之电源供应器之输入电流乃非正弦波。
当电压为正弦波而电流为非正弦波时,则功因包括两个因素:
1)相角位移因素,2)波形失真因素。
等式1表示相角位移与波形失真因素之于功因的关系。
--------------------------------
(1)
Irms
(1)为电流之主成份,Irms电流之均方根值。
因此功率因子校正线路是为了使电流失真最小,且使电流与电压同相。
当功因不等于1时,电流波形没有跟随电压波形,不但有功率损耗,且其产生之谐波透过电力线干扰到连接同一电力线之其它装置。
功因越接近1,几乎所有功率皆包含于主频率,其谐波越接近零。
■了解规范
EN61000-3-2对交流输入电流至第40次谐波规范。
而其classD对适用设备之发射有严格之限制(图2)。
其classA要求则较宽松(图3)。
▲图2:
电压与电流波形同相且PF=1(ClassD)。
▲图3:
类PFC输入,达到之功因大约0.9(ClassA)。
■低效率的原因
当切换式电源供应器(SMPS)没运用任何形式之功因校正时,其输入电容CIN(见图4)只在VIN接近峰值电压VPAEK或VIN大于电容电压VCIN时被充电。
若依输入电压之频率来设计CIN,其电流波形将比较接近输入电压波形(随负载变化);但当在输入主电力在线有些许之干扰将造成整体系统有不良的影响。
但话说回来,为应付输入电压跳动或预防少掉几个周期,CIN之设计会大于VIN之频率以储存足够之能量来继续提供负载之需要。
▲图4:
没有PFC之SMPS。
图5所表示为在轻载时图4线路之VCIN(t)之理论结果。
因此,CIN只有非常少许之放电。
如负载增加时,VCIN(t)在峰值电压间会有较大的电压下降。
但这也只代表有非常小部分的输入电压(譬如说,输入为120Vac,但只有3~5伏特的下降电压)。
如前所述,CIN只在VIN大于VCIN被充电,相对于整个周期来说是非常小的一部分。
▲图5:
输入电压Vin与充电中的Cin。
图6所示,在90度角后之半周期,经桥式整流之电压低于CIN电压,桥式整流子之为反向偏压,电流无法流入电容。
因此在电容可充电之非常短暂期间,输入电压必须提供很大的脉冲电流以充饱电容,这会造成墙上之电力线、桥式整流子与断路器承受非常大的突波电流。
利用功率因子校正之方法,可平均此突波电流至其余之周期,可舒缓此巨大的峰值电流。
▲图6:
在简易之整流子线路之电压与电流波形。
为了更能跟随电压波形,且没有这些高振幅的电流,CIN必须利用整个周期而不是其一小部分来充电。
当今非线性负载几乎无法去预测何时有大的瞬间电流需求,因此功率因子校正使用整个周期对输入电容充电,避免突波电流且输入电容可减小。
■升压是功因校正之核心
升压转换架构被用于连续性及非连续性之主动式功因校正方法上。
使用升压方式是因为其简单而有效。
简单的电路如图7用以说明为何电感可产生高电压。
开始时电感假设未充电,因此VO等于VIN。
当开关导通,电流IL逐渐线性增加。
跨于电感两端之电压VL以指数性的增加直到VIN。
需注意电感电压之极性,因为其定义电流之方向(电流入端为正端)。
当开关断开,电流由最大变为零(递减,或为一个负斜率),如下式
▲图7:
返驰式之电感工作。
而电压趋近于负无穷大(电感极性反相)。
但因为不是理想电感,其包含某些程度之串联阻抗,使无穷大值变为有限之得值。
因开关断开,电感放电,其跨电压反相,加上输入电压VIN,如果有一个二极管与电容连接到电路输出端,此电容将被充电至此高电压(可能几个周期后)。
这亦说明图8线路如何升压。
▲图8:
PFC之升压线路。
转换器之输入为全波整流后之交流电压。
在整流子后无大的滤波器,所以升压转换器之输入电压范围由零到交流电压之峰值再降零。
此升压转换器必须同时符合两个条件:
1)输出电压设定必须高过输入峰值电压。
通常设定385VDC来用于270VAcrms之输入电压。
而在任何瞬间,由电力线所抽取之电流大小需与电压大小成正比。
未使用功因校正之切换式电源供应器,其功因约为0.6,因此有明显之奇次谐波失真(有时三次谐波与主频率一样大)。
若装置设备之功因低于1,可用之实功将减少,电力公司为提供设备之操作,需要提高功率输出以弥补因低效率所产生之损耗。
因功率提高,电力公司必须使用较大的电力线,否则因自身产生的热将烧毁此电力线。
谐波失真可造成发电设备之工作温度增高,而导至诸如运转机器,电缆、变压器、电容、保险丝等设备之寿命减短。
这是由于谐波造成额外之功率损耗、电容与电缆介电质之负荷增加、变压器与运转机器线圈之电流增加及噪声之辐射,并且令保险丝与其它安全组件提前不良。
另外其集肤效应(skineffect)亦对变压器与电缆产生问题。
这就是为何电力公司关心因电源供应器、电子稳压器与电压转换器之成长所产生之总谐波失真THD(Totalharmonicdistortion)到达一个无法接受的程度。
有了升压转换器可使电压高于输入电压,强迫负载端与输入电压同相位抽取电流以去除谐波之发射。
■工作模式
功因校正(PFC)有两种工作模式。
非连续电流模式与连续电流模式。
在非连续性模式,升压转换之MOSFET在电感电流降为零时开始导通,而在电感电流达到所需之输入参考电压值时(图9),MOSFET则关断。
利用此方式使输入波形跟随输入电压波形,得到接近于1的功因。
▲图9:
非连续模式之工作波形。
非连续性电流模式可用于功率300瓦以下之SMPS上。
相较于连续电流模式设备,非电流模式设备有较大的磁芯,且因有较大的电流变化量而有较大的I2R损耗和集肤效应损耗,也因此需要较大之输入滤波器。
但反之、因MOSFET的导通在电感电流为零时,所以不必考虑升压二极管之逆向回复电流(reverserecoverycurrent)之规格,也因此可使用较便宜之二极管。
一般连续性电流模式可用于功率大于300瓦之SMPS上,不同于非连续性电流模式之MOSFET于零电流导通,连续性电流模式之电感电流不会降为零(图10)。
因此电感电压变化较小,而有较低I2R损耗。
且因有较小之涟波电流,而有较小之磁铁芯损耗。
又因较低的电压变化,有较低的电磁干扰及较小的输入滤波器。
又因MOSFET导通不在零电感电流时,因此需要使用快速逆向回复电流之升压二极管以减低损耗。
▲图10:
连续模式之工作波形。
■非连续性电流模式
临界导通模式(criticalconductionmode)
一个临界导通模式组件是一个电压控制模式的组件,其工作在连续模式与非连续模式之间。
检视返驰式SMPS工作于连续性电流模式与非连续性电流模式之不同,可比较容易明了临界导通模式之工作。
当工作于非连续性电流模式,一次侧的开关组件关断后,变压器的一次侧绕组重新储存能量前,有一段deadtime(如图11)。
▲图11:
返驰式电源、非连续模式之一次侧电流。
当工作于连续性电流模式时,一次侧的开关组件关断后,变压器的一次侧绕组不会把能量放完,如图12显示一次侧绕组不是由零开始储能,而是尚有残存电流在线圈中。
▲图12:
返驰式电源、连续模式之一次侧电流。
而临界导通模式,周期与周期间,没有deadtime,但开关组件在开通前,电感都为零电流。
图9中所示之AC输入电流为电流连续波形,其峰值电流为两倍于平均输入电流。
在此工作模式下,工作频率变化但导通时间固定。
■连续性电流模式
平均电流模式(AverageCurrentMode)
增益调变器(gainmodulator)是PFC控制器重要的核心之一,具有两个输入及一个输出,如图13、Gainmodulator方块左边的输入为参考电流(referencecurrentISINE)。
参考电流为与输入全波整流电压成正比的输入电流。
另一个输入位于方块之下方,来自电压erroramplifier。
此erroramplifier将输出电压经分压与参考考电压比较产生输出讯号。
Erroramplifier必须有较小频宽以免输出电压变化太剧烈,或不规则的涟波影响erroramplifier输出。
GainModulator将参考电流与来自erroramplifier的误差电压相乘以产生输出讯号。
图13显示ML4821(纯PFC控制器)的主要方块:
包括电流控制回路、电压控制回路、PWM控制与增益调变器(gainmodulator)。
电流控制回路主要是要使电流波形跟随电压波形。
为了使电流波形跟随电压波形,内部电流放大器必须要有足够的频宽以取得足够的输出电压谐波。
其频宽由外部电阻和电容设定,一般在几KHz(使其不要受突然的瞬时变化影响),利用来自gainmodulator之信息来调整PWM控制器以控制MOSFET的开通与关断。
而gainmodulator与电压控制回路分别对输入电流与输出电压抽样,利用此两个
▲图13:
平均电流模式之PFC控制器。
数据以决定输入电流之增益,并用其得到之结果与输出抽样电流比较以决定PWM之工作周期(duty)。
此PWM控制使用后缘调变(trailing-edgemodulation)。
图14中,穿过锯齿波的线为电流回路控制之差动放大器(differentialamplifier)的输出。
此输出经由R-S正反器(flip-flop)来控制功率MOSFET。
图14为平均电流模式波形,图15为一般可见到的平均电流模式PFC波形。
▲图14:
后缘控制调变。
▲图15:
标准之平均电流模式波形。
输入电流整形(inputcurrentshaping)
inputcurrentshaping为另一种连续电流模式,图16所示为其PFC之内部方块,不像传统平均电流控制模式PFC控制器,此模式不需要输入电压信息与乘法器。
根据误差放大器之输出电压改变内部ramp之斜率。
而根据电流侦测之信息与ramp讯号以决定功率MOSFET之导通时间。
如图17a。
当电流侦测电压到达ramp讯号值,开关导通。
而开关关断由内部时序讯号决定。
借着调整内部ramp讯号斜率,可控制输出电压。
比较图17a与17b可知当斜率增加,平均电流增加。
当斜率减少则平均电流减少。
利用连续电流模式的特性,由下式可知当导通时,电感电流与正弦波成正比。
如18图因此在一个开关周期,最小之电感电流值与正弦波电流参考值一致。
但电感之峰值电流因不受控制,电感之平均电流可能不是正弦波,为了让电感电流尽量接近正弦波,需使用较大之电感以降低涟波。
:
导通时
:
关断时
:
CCM条件下
:
从开关由关断到导通之期间
▲图16:
inputcurrentshaping之PFC控制器。
▲图17a:
inputcurrentshaping之PFC波形。
▲图17b:
inputcurrentshaping之PFC波形。
▲图18:
inputcurrentshaping之PFC波形。
■前缘调变(leadingedgemodulation;LEM)/后缘调变(trailingedgemodulation;TEM)VS后缘调变/后缘调变(TEM/TEM)
后缘调变(TEM)/后缘调变(TEM)
图19a显示PFC电感正储存能量,图19b显示能量由PFC电感传输至PFC输出大电容。
图19c显示当PWM开关导通储存于PFC大电容之能量被用来驱动负载。
因此每当重复一次开关周期PFC大电容必须充饱,因为在PWM开关导通时大电容被放电。
使用此TEM/TEM控制模式需要较大的PFC电容。
▲图19a:
对PFC之电感储能。
▲图19b:
对PFC之大电容充电。
▲图19c:
对输出供能。
前缘调变(LEM)/后缘调变(TEM)
在LEM/TEM工作模式下,PFC与PWM开关是连动的,其导通与关断为180度相差。
所以当PFC开关关断时,PWM开关导通,反之亦然。
首先当PFC开关图20a与20b显示其动作。
此工作模式PFC大电容不需要很大,因为输出的能量不完成由PFC电容提供,电感亦分担其一部分能量。
▲图20a:
对PFC之电感储能。
▲图20b:
对PFC之大电容充电并对输出提供能量。
■结论
低功率因子之设备产品,除了浪费能源亦增加电力公司不必要的额外负担,因此PFC成为电力系统设计的重要考量之一。
有许多规范致力推动使消耗电力之设备产品之功率因子达到1,并使总谐波失真为最低。
依据输出功率与设计者之考量,可使用单一非连续控制模式或连续控制模式之PFC控制器,或使用连续模示之PFC/PWM二合一之控制器。
可以预期的是需要具备PFC功能之产品之最低功率设定将越来越低。