精选功率因子校正之基本原理.docx

1、精选功率因子校正之基本原理电源管理功率因子校正之基本原理何谓工率因子？功率因子（power factor；pf）定义为实功（real power；P）对视在功率（apparent power；S）之比，或代表电压与电流波形所形成之相角之余弦，如图1。功率因子值可由0至1之间变化，可为电感性（延迟的、指标向上）或电容性（领先的、指标向下）。为了降低电感性之延迟，可增加电容，直到pf为1。当电压与电流波形为同相时，工率因子等于1（cos(0o)=1）。所有努力使工率因子等于1是为了使电路为纯电阻化（实功等于视在功率）。图1: 功率因子之三角关系。实功（瓦特）可提供实际工作，此为能量转换元素（例如电

2、能到马达转动rpm）。虚功（reactive power）乃为使实功完成实际工作所产生之磁场（损耗）。而视在功率可想成电力公司提供之总功率，如图1所示。此总功率经由电力线提供产生所需之实功。当电压与电流皆为正弦波时，如前述定义之功率因子（简称为功因）为电压与电流波形之对应相角，但大部份之电源供应器之输入电流乃非正弦波。当电压为正弦波而电流为非正弦波时，则功因包括两个因素：1)相角位移因素，2)波形失真因素。等式1表示相角位移与波形失真因素之于功因的关系。-(1)Irms(1)为电流之主成份，Irms电流之均方根值。因此功率因子校正线路是为了使电流失真最小，且使电流与电压同相。当功因不等于1时，

3、电流波形没有跟随电压波形，不但有功率损耗，且其产生之谐波透过电力线干扰到连接同一电力线之其它装置。功因越接近1，几乎所有功率皆包含于主频率，其谐波越接近零。了解规范EN61000-3-2对交流输入电流至第40次谐波规范。而其class D对适用设备之发射有严格之限制（图2）。其class A要求则较宽松（图3）。图2:电压与电流波形同相且PF=1(Class D)。图3:类PFC输入，达到之功因大约0.9(Class A)。低效率的原因当切换式电源供应器（SMPS）没运用任何形式之功因校正时，其输入电容CIN（见图4）只在VIN接近峰值电压VPAEK或VIN大于电容电压VCIN时被充电。若依输

4、入电压之频率来设计CIN，其电流波形将比较接近输入电压波形（随负载变化）；但当在输入主电力在线有些许之干扰将造成整体系统有不良的影响。但话说回来，为应付输入电压跳动或预防少掉几个周期，CIN之设计会大于VIN之频率以储存足够之能量来继续提供负载之需要。图4:没有PFC之SMPS。图5所表示为在轻载时图4线路之VCIN(t)之理论结果。因此，CIN只有非常少许之放电。如负载增加时，VCIN(t)在峰值电压间会有较大的电压下降。但这也只代表有非常小部分的输入电压（譬如说，输入为120Vac，但只有35伏特的下降电压）。如前所述，CIN只在VIN大于VCIN被充电，相对于整个周期来说是非常小的一部分

5、。图5: 输入电压Vin与充电中的Cin。图6所示，在90度角后之半周期，经桥式整流之电压低于CIN电压，桥式整流子之为反向偏压，电流无法流入电容。因此在电容可充电之非常短暂期间，输入电压必须提供很大的脉冲电流以充饱电容，这会造成墙上之电力线、桥式整流子与断路器承受非常大的突波电流。利用功率因子校正之方法，可平均此突波电流至其余之周期，可舒缓此巨大的峰值电流。图6:在简易之整流子线路之电压与电流波形。为了更能跟随电压波形，且没有这些高振幅的电流，CIN必须利用整个周期而不是其一小部分来充电。当今非线性负载几乎无法去预测何时有大的瞬间电流需求，因此功率因子校正使用整个周期对输入电容充电，避免突波

6、电流且输入电容可减小。升压是功因校正之核心升压转换架构被用于连续性及非连续性之主动式功因校正方法上。使用升压方式是因为其简单而有效。简单的电路如图7用以说明为何电感可产生高电压。开始时电感假设未充电，因此VO等于VIN。当开关导通，电流IL逐渐线性增加。跨于电感两端之电压VL以指数性的增加直到VIN。需注意电感电压之极性，因为其定义电流之方向（电流入端为正端）。当开关断开，电流由最大变为零（递减，或为一个负斜率），如下式图7:返驰式之电感工作。而电压趋近于负无穷大（电感极性反相）。但因为不是理想电感，其包含某些程度之串联阻抗，使无穷大值变为有限之得值。因开关断开，电感放电，其跨电压反相，加上输

7、入电压VIN，如果有一个二极管与电容连接到电路输出端，此电容将被充电至此高电压（可能几个周期后）。这亦说明图8线路如何升压。图8: PFC之升压线路。转换器之输入为全波整流后之交流电压。在整流子后无大的滤波器，所以升压转换器之输入电压范围由零到交流电压之峰值再降零。此升压转换器必须同时符合两个条件：1)输出电压设定必须高过输入峰值电压。通常设定385VDC来用于270VAcrms之输入电压。而在任何瞬间，由电力线所抽取之电流大小需与电压大小成正比。未使用功因校正之切换式电源供应器，其功因约为0.6，因此有明显之奇次谐波失真（有时三次谐波与主频率一样大）。若装置设备之功因低于1，可用之实功将减少

8、，电力公司为提供设备之操作，需要提高功率输出以弥补因低效率所产生之损耗。因功率提高，电力公司必须使用较大的电力线，否则因自身产生的热将烧毁此电力线。谐波失真可造成发电设备之工作温度增高，而导至诸如运转机器，电缆、变压器、电容、保险丝等设备之寿命减短。这是由于谐波造成额外之功率损耗、电容与电缆介电质之负荷增加、变压器与运转机器线圈之电流增加及噪声之辐射，并且令保险丝与其它安全组件提前不良。另外其集肤效应（skin effect）亦对变压器与电缆产生问题。这就是为何电力公司关心因电源供应器、电子稳压器与电压转换器之成长所产生之 总谐波失真THD（Total harmonic distortion）

9、到达一个无法接受的程度。有了升压转换器可使电压高于输入电压，强迫负载端与输入电压同相位抽取电流以去除谐波之发射。工作模式功因校正（PFC）有两种工作模式。非连续电流模式与连续电流模式。在非连续性模式，升压转换之MOSFET在电感电流降为零时开始导通，而在电感电流达到所需之输入参考电压值时（图9），MOSFET则关断。利用此方式使输入波形跟随输入电压波形，得到接近于1的功因。图9: 非连续模式之工作波形。非连续性电流模式可用于功率300瓦以下之SMPS上。相较于连续电流模式设备，非电流模式设备有较大的磁芯，且因有较大的电流变化量而有较大的I2R损耗和集肤效应损耗，也因此需要较大之输入滤波器。但反

10、之、因MOSFET的导通在电感电流为零时，所以不必考虑升压二极管之逆向回复电流（reverse recovery current）之规格，也因此可使用较便宜之二极管。一般连续性电流模式可用于功率大于300瓦之SMPS上，不同于非连续性电流模式之MOSFET于零电流导通，连续性电流模式之电感电流不会降为零（图10）。因此电感电压变化较小，而有较低I2R损耗。且因有较小之涟波电流，而有较小之磁铁芯损耗。又因较低的电压变化，有较低的电磁干扰及较小的输入滤波器。又因MOSFET导通不在零电感电流时，因此需要使用快速逆向回复电流之升压二极管以减低损耗。图10: 连续模式之工作波形。非连续性电流模式临界导

11、通模式（critical conduction mode）一个临界导通模式组件是一个电压控制模式的组件，其工作在连续模式与非连续模式之间。检视返驰式SMPS工作于连续性电流模式与非连续性电流模式之不同，可比较容易明了临界导通模式之工作。当工作于非连续性电流模式，一次侧的开关组件关断后，变压器的一次侧绕组重新储存能量前，有一段dead time（如图11）。图11: 返驰式电源、非连续模式之一次侧电流。当工作于连续性电流模式时，一次侧的开关组件关断后，变压器的一次侧绕组不会把能量放完，如图12显示一次侧绕组不是由零开始储能，而是尚有残存电流在线圈中。图12: 返驰式电源、连续模式之一次侧电流。而

12、临界导通模式，周期与周期间，没有dead time，但开关组件在开通前，电感都为零电流。图9中所示之AC输入电流为电流连续波形，其峰值电流为两倍于平均输入电流。在此工作模式下， 工作频率变化但导通时间固定。连续性电流模式平均电流模式（Average Current Mode）增益调变器（gain modulator）是PFC控制器重要的核心之一，具有两个输入及一个输出，如图13、Gain modulator方块左边的输入为参考电流（reference current ISINE）。参考电流为与输入全波整流电压成正比的输入电流。另一个输入位于方块之下方，来自电压error amplifier。此

13、error amplifier将输出电压经分压与参考考电压比较产生输出讯号。Error amplifier必须有较小频宽以免输出电压变化太剧烈，或不规则的涟波影响error amplifier输出。Gain Modulator将参考电流与来自error amplifier的误差电压相乘以产生输出讯号。图13显示ML4821（纯PFC控制器）的主要方块：包括电流控制回路、电压控制回路、PWM控制与增益调变器（gain modulator）。电流控制回路主要是要使电流波形跟随电压波形。为了使电流波形跟随电压波形，内部电流放大器必须要有足够的频宽以取得足够的输出电压谐波。其频宽由外部电阻和电容设定，

14、一般在几KHz（使其不要受突然的瞬时变化影响），利用来自gain modulator之信息来调整PWM控制器以控制MOSFET的开通与关断。而gain modulator与电压控制回路分别对输入电流与输出电压抽样，利用此两个图13: 平均电流模式之PFC控制器。数据以决定输入电流之增益，并用其得到之结果与输出抽样电流比较以决定PWM之工作周期（duty）。此PWM控制使用后缘调变（trailing-edge modulation）。图14中，穿过锯齿波的线为电流回路控制之差动放大器（differential amplifier）的输出。此输出经由R-S正反器（flip-flop）来控制功率MO

15、SFET。图 14为平均电流模式波形，图15为一般可见到的平均电流模式PFC波形。图14: 后缘控制调变。图15: 标准之平均电流模式波形。输入电流整形（input current shaping）input current shaping为另一种连续电流模式，图16所示为其PFC之内部方块，不像传统平均电流控制模式PFC控制器，此模式不需要输入电压信息与乘法器。根据误差放大器之输出电压改变内部ramp之斜率。而根据电流侦测之信息与ramp讯号以决定功率MOSFET之导通时间。如图17a。当电流侦测电压到达ramp讯号值，开关导通。而开关关断由内部时序讯号决定。借着调整内部ramp讯号斜率，可

16、控制输出电压。比较图17a与17b可知当斜率增加，平均电流增加。当斜率减少则平均电流减少。利用连续电流模式的特性，由下式可知当导通时，电感电流与正弦波成正比。如18图因此在一个开关周期，最小之电感电流值与正弦波电流参考值一致。但电感之峰值电流因不受控制，电感之平均电流可能不是正弦波，为了让电感电流尽量接近正弦波，需使用较大之电感以降低涟波。：导通时：关断时：CCM 条件下：从开关由关断到导通之期间图16: input current shaping之PFC控制器。图17a: input current shaping之PFC波形。图17b: input current shaping之PFC波

17、形。图18: input current shaping之PFC波形。前缘调变（leading edge modulation；LEM）后缘调变（trailing edge modulation；TEM）VS后缘调变后缘调变（TEM/TEM）后缘调变（TEM）后缘调变（TEM）图19a显示PFC电感正储存能量，图19b显示能量由PFC电感传输至PFC输出大电容。图19c显示当PWM开关导通储存于PFC大电容之能量被用来驱动负载。因此每当重复一次开关周期PFC大电容必须充饱，因为在PWM开关导通时大电容被放电。使用此TEM/TEM控制模式需要较大的PFC电容。 图19a: 对PFC之电感储能。

18、图19b: 对PFC之大电容充电。图19c: 对输出供能。前缘调变（LEM）后缘调变（TEM）在LEM/TEM工作模式下，PFC与PWM开关是连动的，其导通与关断为180度相差。所以当PFC开关关断时，P WM开关导通，反之亦然。首先当PFC开关图20a与20b显示其动作。此工作模式PFC大电容不需要很大，因为输出的能量不完成由PFC电容提供，电感亦分担其一部分能量。图20a: 对PFC之电感储能。图20b: 对PFC之大电容充电并对输出提供能量。结论低功率因子之设备产品，除了浪费能源亦增加电力公司不必要的额外负担，因此PFC成为电力系统设计的重要考量之一。有许多规范致力推动使消耗电力之设备产品之功率因子达到1，并使总谐波失真为最低。依据输出功率与设计者之考量，可使用单一非连续控制模式或连续控制模式之PFC控制器，或使用连续模示之PFC/PWM二合一之控制器。可以预期的是需要具备PFC功能之产品之最低功率设定将越来越低。