反激flyback 浅析.docx

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反激flyback浅析

反激拓扑（flyback）浅析

施鑫淼2010年11月

1、反激变换器的适用范围

由于不需要接输出滤波电感，使得反激变换器的成本较低、体积较小，所以这种拓扑在输出功率为5－150W的电源中广泛应用。

适用于高电压、低功率场合。

主要应用于小型仪器、仪表，家用电器等电源，自动化设备中的控制电源。

除了功率以外，一般在选择用反激拓扑时还应考虑以下限制：

若输出电流很大，且输出电压纹波要求较高时不适宜用反激拓扑，因为输出滤波电容将会很难选择；若输出多于三组或四组时，最好不要用反激拓扑，因为次级能量输出时是按漏感的大小来进行分配的，如果绕组间漏感不匹配，就会影响到输出调整率，没有直接取反馈的那路的电压容易随负载变化而剧烈变化。

2、反激变换器的基本工作原理

反激基本电路

反激拓扑基本电路如上图所示。

当开关管导通时，变压器原边电感电流开始上升，此时由于次级同名端的关系，输出二极管截止，变压器储存能量，负载由输出电容提供能量。

当开关管截止时，变压器原边电感感应电压反向，此时输出二极管导通，变压器中的能量经由输出二极管向负载供电，同时对电容充电，补充刚刚损失的能量。

3、DCM（discontinuouscurrentmode）&CCM（continuouscurrentmode）

根据次级电流是否有降到零，反激可以分为DCM和CCM两种工作模式。

两种模式有其各自的特点。

下面两种工作模式时的波形。

两种工作模式有完全不同的工作特性和应用场合。

以下是这两种工作模式的优缺点比较。

DCM的初级电流、次级电流可达CCM的两三倍，要求更大电流的开关管、输出二极管以及耐高纹波的输出滤波电容。

大的峰值电流会造成严重的RFI问题。

反激电路中变压器磁芯的磁通密度取决于绕组中电流的大小。

在最大磁通密度相同的条件下，CCM下的磁通密度的变化范围要比DCM小，由Vi＝N*△B*Ae/DT可知，CCM相对而言需要较多的匝数或是较大的磁芯。

磁芯的利用率较低。

CCM下输出二极管在截止时，由于二极管反向恢复电流的影响，会有较大的开关损耗，需要反向恢复时间短的二极管。

而在DCM下，二极管在截止前已经没有电流通过了，PN结中的存储电荷已经自己完成了复合，所以不存在反向恢复的问题。

DCM下只有极小的反向电流，是由二极管结电容引起的。

DCM与CCM相比由于励磁电感小而响应较快，输出负载电流和输入电压突变时输出电压瞬态尖峰低。

4、反激拓扑的优缺点

反激拓扑电路比较简单，反激变压器既充当变压器，又充当电感，因此不用像正激拓扑那样需要一个大的储能滤波电感，以及一个续流二极管。

所以反激拓扑的体积要比正激拓扑的体积小，且成本也要低。

不需要加磁复位绕组。

反激拓扑要求调控占空比的误差信号幅度要比较低。

反激的缺点也很明显。

电压和电流的输出特性要比正激拓扑的差（输出电流纹波较大）。

由于反激拓扑变压器的铁芯一般需要留一定的气隙，反激拓扑变压器初级和次级线圈的漏感都比较大，开关电源变压器的工作效率低。

只适合小功率开关电源（5-150W）。

5、DCM反激变换器设计实例：

变换器要求

主要介绍如何来设计一个反激变换器。

下面通过一个实际的设计过程来做一个较详细的说明。

首先，我们需要确认下变换器的要求，确定用反激拓扑是否合适。

如要设计一个如下参数的变换器。

输入电压：

85-265VAC（50HZ）

输出电压：

24V

最大输出电流：

1A

估计效率：

80%

计算输入功率Pin＝24*1/0.8=30W

有了这些要求之后，我们还要来确定变换器的开关频率。

这个是主观选择的。

工开关频率的确定，是变压器铁损和铜损、MOSFET开关损耗Rds（on）损耗，经过不断优化的结果（效率和EMI特性的实现成本达到平衡）。

一般来说在100K以下能有较好的综合效果。

这里我们就选择为f=50KHZ。

根据这个拓扑的散热条件来确定导线的电流密度。

根据散热条件可以取3～6A/mm^2。

这里我们选择J=4A/mm^2。

另外还要确定一下铁芯的类型，出于成本考虑，选用PC40材质。

PC40材质在100℃的时候饱和磁密Bs为0.39T，剩磁密度Br为0.055T。

为避免饱和，磁感量增量取变化范围的75%，△B＝（Bs-Br）*75%=0.251T。

6、总体拓扑

详见附件

7、变压器设计

由于输入电压较高，且输出功率比较小，我们选用DCM工作方式。

在设计时，把最低电压输入时设计在临界连续工作模式。

7.1确定输入整流滤波电容和DC输入范围

首先要来确定这个整流滤波电容，因为这个会影响到变换器的最低输入电压。

输入滤波电容上的电压如下图中红线所示。

在T1时间内市电电压比电容电压高，市电提供能量给变换器，并给电容充电。

在其余时间内，电容电压高，由电容给变换器提供能量。

Dch为整流滤波电容的充放电占空比，典型值为0.8。

通用型输入时，一般将△Vdc定为最小输入DC电压的10-15%。

我们要设计的变换器最低输入电压为85Vac，△Vdc定为15%。

根据T2－T1这段时间内电容释放的

能量等于变换器的输入能量，可得下面的等式：

其中

=85VAC

=

*85*0.9=102VDC

=30W

=0.8

=50HZ

由此我们可以计算出

＝118uF。

由此我们实际选用100uF的输入滤波电容，代入计算可得

=98V。

而最大DC输入电压则由最大输入AC电压决定：

=1.414*265=375V。

7.2确定占空比

这一步是比较主观的一步。

主要看反激变换器是否有受到其他因素的限制。

一般在确定了输入DC电压范围后接下来可以先定占空比或是反射电压。

如果开关管的耐压已经确定或选择较小则先根据开关管耐压来确定反射电压，然后再根据反射电压来确定占空比。

这里我们先来初定一个占空比，再推算所需要的开关管的耐压，然后根据情况做适当的调整。

如果占空比取的比较大，则变压器原副边的匝数比将变大。

一方面会使变压器原边电流变小，输出二极管上的电压应力减小，另一方面变压器副边的电流变大，变压器漏感增大，开关管上的电压应力增大。

实际可根据开关管和输出二极管上的电压应力来进行调整、折衷。

一般而言，断续模式最大占空比在0.5以下。

这里我们初步确定为典型值Dmax＝0.45。

7.3确定匝数比和开关管最大耐压

在最低输入电压时，占空比达到最大值。

根据变压器原边电感的伏秒平衡，可以得到以下的等式：

由此可以计算出：

＝3.34

反射电压Vro＝

*Vo＝3.34*24＝80V

在求得反射电压后，我们可以来确定开关管的最大耐压Vds。

特别是当求得的反射电压比较高时就需要先计算一下，看是否有合适耐压的开关管可以选择。

如上图所示，开关管的最大耐压值由以下几部分部分组成。

1）输入的直流电压Vdc

2）次级反射到初级的反射电压Vro

3）开关管的裕量Vmar

4）Snubber上面吸收的有效电压△Vsn＝Vsn-Vro

5）由于漏感影响所产生的电压Vl

在上面的计算中，我们已经知道

＝375V，Vro＝80V。

开关管的裕量一般定为开关管耐压的10%，主要是考虑到各个元件的分散性、温度漂移和时间漂移等因素影响。

△Vsn一般来说取50-100V，反射电压较高的则取的高一些，一般以大于0.3Vro为宜，我们这里就取50V。

Vl就取20V。

这样一来开关管耐压值的等式可以表示为：

Vds＝

+Vro+Vmar+△Vsn+Vl

Vds＝375+80+0.1Vds+50+20

Vds＝525/0.9＝583V。

实际选用DS端耐压为600V的开关管。

7.4初选磁芯

Ap＝AeAw＝（Pi+Po）/（Ku*J*△B*f）

Ap＝0.3581cm^4

其中绕组系数Ku取0.3，通常需小于0.35才能绕的下。

根据计算的Ap值，可用在磁芯厂商提供的手册中查找合适的磁芯，实际Ap比计算的要大就行，这样就可用来确定有效截面积和铜窗面积。

厂商提供的数据如下图。

根据AP值大于我们刚才的计算值，选择磁芯EE2329S。

由此确定Ae＝35.8mm^2，Aw＝122.0mm^2。

7.5计算输入电流峰值和原边电感值

最低输入电压

为98V，此时反激处于临界导通模式。

原边电流在开关管导通时间DT内从零线性上升，这个期间的平均电流为最大电流峰值的一半。

根据功率关系可以得到下面的式子：

=1.361A

得到输入电流峰值后，我们可以来计算输入电流的平均值。

由电流波形可知，

原边电感电流波形

在开关管导通时间DT内原边电感电流是线性上升，电流可以表示为：

在开关管关断时（T-DT），原边电感电流则为零。

根据电流平均值的定义可得：

简化后可得：

=0.527A

接下来我们来计算原边电感所需要的电感值。

根据下面的关系，我们可以得到原边电感值的计算公式。

计算得到Lp=648uH

7.6计算初级匝数和线径

在确定了磁芯之后，就可以来计算初级匝数。

计算得到N1＝98turns

根据已经计算得到的原边电流和定的电流密度来计算原边线径：

=0.41mm

7.7计算次级匝数和线径

根据匝数比计算次级匝数：

Ns＝Np/n＝98/3.34＝29.3turns

实际Ns取30turns

在计算变压器副边电流的时候，由于损耗的影响，副边电流其实不满足下面的等式I2max＝I1max*n，实际情况会比这个小一些。

我们预估的效率为80%,我们假设到副边的效率为90%。

则副边最大电流峰值的大概值为：

=4.09A

同计算初级电感电流有效值一样，通过电流波形，我们可以得到次级电感电流有效值的计算公式：

＝1.75A

然后可以计算得到副边的线径：

＝0.747mm

7.8集肤效应的考虑

首先我们要先就算下趋肤深度或穿透深度，即

。

其中k为材料电导率（或电阻率）温度系数。

铜的电阻率温度系数为1/234.5（1/℃），k=（1+（T-20）/234.5），T为导线温度（℃）；

ω=2πf，f为变压器的工作频率；

μ－导线材料的磁导率；

γ＝1/ρ，——材料的电导率。

对于铜，20℃时，ρ＝0.01724×10-6Ω-cm；在100℃时，ρ＝2.3×10-6Ω-cm。

在20℃时，

（mm）f单位为HZ

在100℃时，

（mm）f单位为HZ

以f＝50K为例，

＝0.295mm，

＝0.342mm。

原副边的绕组线径d一般要求小于2

，不然就要考虑采用多股并绕。

如果我们

取0.34mm的话，则绕组线径需小于0.68mm。

目前我们计算得到的原边线径d1为0.41mm，副边线径d2为0.747mm，由此可知原边可采用单线绕制，副边需采用多股并绕。

查厂商的常用线径表，可以来确定实际的线径。

d1采用0.42mm。

d2采用多线并绕，若绕线用0.6mm，则需要的并绕的股数为

n2＝（0.747/0.6）^2=1.55turns

取n2＝2，则并绕的线径为

d2＝0.747/（2^0.5）=0.528mm

对照表格，我们取d2为0.54mm

7.9计算绕组系数

确定了线径后就可以来计算绕组系数。

我们在一开始定的绕组系数为0.3，在初选变压器的时候也是用的0.3。

若计算出来的绕组系数大于0.3，则需要重新选择更大的磁芯。

若是太小也需要重新选择。

Ku＝（Np*3.14*（d1/2）^2+Ns*3.14*（d2/2）^2*2）/Aw

=（98*3.14*0.21^2+30*3.14*0.27^2*2）/122

=0.224

这个值还比较合适。

因此没有必要重新选择磁芯。

7.10变压器的绕制

一般为了减小变压器的漏感而采用三明治绕法，典型的绕法如下：

把初级线圈分成两半，将次级夹在中间。

如果有需要，可以把初次级线圈都分成几段，然后进行交错绕制。

但是线圈分的太多，则绕制工艺复杂，而且分布电容会比较大，EMI会差一些。

典型绕法如下图所示：

到了这里，关于变压器设计都讲完了。

8、主要元器件的确定

根据计算，我们可以得到元器件的一些参数限制，比如耐压等等，但是还有很多参数是不好计算的，比如导通压降、结温等等，这需要实际进行测试然后根据结果来进行些调整，而且还需要考虑成本的问题。

下面主要是计算了一些参数的限制条件，以此来对元器件进行一个初步选择。

8.1输入滤波电容

由7.1，我们已经确定输入滤波电容的容值为100uf。

最大DC输入电压为375V，因此电容的耐压选择400V。

这两个参数确认好了，基本上电容就定了。

8.2开关mos管

由7.3，我们已经确定好了开关管的耐压为600V。

由7.5，可以知道所经过的电流的最大值为1.36A，有效值为0.53A。

8.3输出二极管

先来确定二极管的最大耐压：

Vd＝Vo+Vdcmax/n＝24+375/98*30＝137.8V

耐压可以选择200V。

这样可以有一些裕量。

二极管电流在7.7中已经计算过，最大值为4.09A，有效值为1.75A。

由于工作在DCM，二极管没有反向恢复电流的问题，所以这方面的参数可以不考虑。

8.4输出电容

首先可以根据输出电压纹波来进行初选。

取电压纹波△V＝0.05V，则

C=220uf

再计算电流纹波有效值。

I＝（I2max^2-Io^2）^0.5=1.44A

我们所选取的电解电容的电流纹波值需大于等于我们这个计算值。

通过查规格书可以看到，额定耐压为35V的220uf电容的电流纹波值大概为0.8A。

我们可以用2个220uf的电容进行并联。

若是选用上图中的电容，则两个电容并联后ESR＝0.044Ω。

次级电流最大值为4.09A。

在开关管开始关断时刻，输出电容看进去得阻抗原低于负载，在这瞬间，所有的次级大电流都会流入输出滤波电容，产生窄而高得输出电压尖峰I2max*Resr＝4.09*0.044＝0.18V。

若此值不能满足需要的要求，则需要在输出滤波电容后边加一个LC低通滤波器。

由于这个LC滤波器只是要来滤一个很窄得尖峰，因此L和C都可以比较小。

一般L取3.3uh左右就可。

电容的取值要使输出电压纹波能满足要求。

另外，LC的谐振频率最好远大于环路带宽，以免影响补偿。

8.5启动电阻

提供3843第一次启动的路径，第一次启动时通过启动电阻对C充电，以提供3843VCC所需的电压，R2阻值较大时，turnon的时间较长，R上的损耗较小，R阻值较小时，turnon的时间较短，R上的损耗较小。

可以根据需要的启动时间来进行调整。

9、Snubber设计

9.1输入开关管RCD钳位设计

RCD箝位电路的工作原理是：

当开关管导通时，能量存储在原边电感和漏感中，当开关管关闭时，原边电感中的能量将转移到副边输出,但漏感中的能量将不会传递到副边。

如果没有RCD箝位电路，漏感中的能量将会在开关管关断瞬间，转移到开关管的漏源极间电容和电路中的其它杂散电容中，此时开关管的漏极将会承受较高的开关应力。

若加上RCD箝位电路，漏感中的大部分能量将在开关管关断瞬间转移到箝位电路的箝位电容上，然后这部分能量被箝位电阻Rsn消耗。

这样就大大减少了开关管的电压应力。

由7.3我们已经得到：

发射电压：

Vro＝80V

有效钳位电压：

△Vsn＝50V

钳位电容上的钳位电压：

Vsn＝Vro＋△Vsn＝130V

在RCD箝位电路中电阻Rsn和电容Csn的取值都比较大，因此箝位电容上的电压在每个开关周期不会有较大的变化。

由漏感引起的损耗功率为：

除了漏感上的能量会消耗在Rsn上以外，反射电压也会在Rsn上消耗能量。

由于电流大小和时间与漏感一致，故在Rsn上面消耗的能量与电压成比例。

故Rsn上面的功耗可以表示为：

漏感Lk可实际测量得到。

这里我们用原边电感的2%来进行估算。

Lk＝13uH。

代入数据可得：

Rsn＝11K

PR＝1.54W

实际功率要降额使用，采用12K3W的电阻。

箝位电容Csn的值应取得足够大以保证其在吸收漏感能量时自身的电压波动足够小，通常取这个电压纹波为箝位电压的5%--10%时比较合理。

这里我们取10%。

这样Csn的最小值可以用下面的式子来表示。

＝16.7nF

可以选用22nF的电容。

箝位电容应选择具有低的串联等效电阻和低的等效电感的电容。

箝位二极管应选择反向击穿电压高于开关管的漏源击穿电压且反向恢复时间尽可能短的超快恢复二极管

选择完后，主要还是要通过实验来进行改动。

可以观察电容Csn上面的电压，通过观察充电、放电波形，看参数选的是否合适。

9.2输出二极管钳位设计

当二次侧整流二极管关断时，因整流二极管电容与变压器漏感会产生振荡。

输入开关管的钳位我们已经用了RCD钳位，这里我们来介绍一下RC钳位。

首先，我们先用实验的方法，把回路中电感和电容计算出来。

先用示波器测试输出二极管关断时的振荡频率：

然后在二极管两端并联上一个电容C1，则此时振荡频率为：

联立以上两式，就可以把C0、L0计算出来。

若f2＝0.5f1，则C0＝C1/3。

一般把Rsn取值为特征电阻值的50%-100%的范围：

Csn的选择要满足两个条件：

1）它能提供一个最终的大于回路电感中能量的储存能量

2）RC时间相对于二极管的导通时间要比较小。

T为一个周期的时间。

K一般取5%到10%。

C在选用的时候尽快选的小一些，有助于降低温升。

Csn在二极管关断的时候，两端电压为

，Csn开始充电。

二极管导通时，二极管两端压降只有0.7V，Csn开始放电。

由于充电、放电的能量都会消耗在Rsn上。

所以R的损耗为电容存储能量的2倍。

Rsn的功率至少要Psn那么大，而且要考虑到功率降额使用，所以实际选择时要选择功率为Psn的2～3倍的电阻。

9.3两种钳位方式比较

RCD钳位：

适合所有应用RC吸收漏感尖峰的地方（包括正激、反激、全桥、半桥等拓扑）吸收效率较RC高，但是存在一直消耗电容（一般比较大）储存的能量的情况，不适合应用在低待机功耗电路中（包括初级MOS管的漏感吸收）;

RC钳位：

吸收尖峰的同时也将变压器输出的方波能量吸收，吸收效率低，损耗大，但电路简单，吸收周期与开关频率一致，可以用在低待机功耗电路中。

10、反馈电路设计

这里主要采用电压反馈。

我们使用TL431和PC817A配合来实现输出的隔离反馈。

若不需要隔离，也可以只用TL431来进行反馈。

原理基本一致。

TL431的具体功能可以用如下图的功能模块示意。

由图可以看到，VI是一个内部的2.5V基准源，接在运放的反相输入端。

由运放的特性可知，只有当REF端（同相端）的电压非常接近VI（2.5V）时，三极管中才会有一个稳定的非饱和电流通过，而且随着REF端电压的变化，通过三极管的电流将从1到100mA变化。

TL431附件线路如上图所示。

R1和R3上端是输出电压。

首先，R4的取值是有要求的。

因为TL431参考输入端的电流的典型值为1.8uA，为了避免此端电流影响分压比和避免噪音的影响，一般要取流过电阻R4的电流为参考端电流的100倍以上，所以此电阻要小于2.5V/180uA=13.8K。

同时由于功耗的原因，这个电阻取的大一些为宜。

一般选用常用的电阻值，这里我们先选R4为10K。

由于我们的输出电压是24V，要使R4端为TL431参考电压2.5V，故R3的值应为：

R3＝（24-2.5）/2.5*10=86K。

由于没有86K大小的电阻，可以通过串联来得到电阻值，如47K+39K。

实际还需根据稳定时的输出电压情况来进行微调。

TL431的死区电流为1mA，当阴极电流小于1mA时，TL431就无法工作。

R2是为了保证TL431的死区电流，在输出电压较高时可有可无，但是在输出电压比较低时（小于7.5V）需要考虑，一般取R2<＝1.2V/1mA＝1.2K即可。

1.2V为光藕的二极管前向导通压降。

一般没有特殊要求，光偶的二极管电流在10mA以下为宜。

这里我们取5mA。

则，流过R1的电流为6mA。

取Vk为最小值2.5V，则R1＝（24-1.2-2.5）/6mA=3.3K。

光藕三极管侧的电路如总拓扑图中所示，图中2号脚应接地。

光藕三极管直接接在UC3843的COMP端。

当输出电压大于24V时，TL431的REF端电压大于2.5V，Tl431可以流过电流，光藕的二极管导通，从而控制三极管导通。

UC3843的2端接地，故1端为高电平，而当光偶的三极管导通时，1端电压被拉至低电平，导致3843输出关断，从而控制占空比。

环路补偿太过复杂,待续。

11、3843周边线路

1）1号脚为反馈补偿端。

2号脚为输入比较端。

一般在2号脚引入反馈，1号脚外接补偿线路，如图中R73、C42所示。

我们反馈是用PC817和TL431来实现的话，就可以直接把2端接地，把1号脚连至光偶三极管侧C端。

2）4号脚外的R64和C32决定了3843的工作频率。

通过修整时钟波形，可以实现准确的输出占空比钳位。

3）3号脚为电流采样端。

通常在电流波形的前沿有一个窄尖脉冲，主要是由匝间电容和输出整流管恢复时间造成。

R106和C40组成了一个RC滤波器，使他的时间常数接近窄脉冲的持续时间，通常可以消除不稳定性。

R108用来分压用。

4）斜率补偿。

对于电流控制模式，当变换器工作在占空比大于50%时，将会产生次谐波振荡，需要通过斜率补偿来使之稳定。

12、一些相关问题

12.1漏感的影响

任何变压器都存在漏感，但开关变压器的漏感对开关电源性能指标的影响特别重要。

由于开关变压器漏感的存在，当控制开关断开的瞬间会产生反电动势，容易把开关器件过压击穿；漏感还可以与电路中的分布电容以及变压器线圈的分布电容组成振荡回路，使电路产生振荡并向外辐射电磁能量，造成电磁干扰。

12.2气息的作用

在交流电流下气隙的作用：

在有气隙时，B－H特性斜率减小，特性曲线向横轴靠扰。

这相当有效地减小磁芯的有效磁导率和减少原边绕组电感。

但不能改变交变磁通量或改善磁芯的交流性能。

不管有没有气隙，饱和的磁感应强度Bs是一样的。

然而，气隙将减少剩余磁感应强度Br。

在直流电流下气隙的作用：

在没有饱和的条件下，带有气隙磁芯可加上更大的H值（直流电流）。

H的更大值Hdc2已于使没有气隙的磁芯达到饱和（甚至没有加任何△B作用）。

因此，有大直流电流时，气隙对防止磁芯饱和是有效的。

当反激变换器以连续方式工作时，有相当大的直流电流成分，这时，必须有气隙。

总之，外加的伏秒值，匝数和磁芯面积决定了B轴上△Bac值；直流的平均电流值、匝数和磁路长度决定了H轴上的Hdc值的位置。

△Bac对应了△Hac的范围。

气隙大△Hac就大。

必须有足够的线圈数和磁芯面积来平衡外加伏秒值。

必须有足够的磁芯气隙来防止饱和状态并平衡直流电成分。

12.3噪音

音频噪声主有两个来源。

为当变压器最低振动频率（fundamentalfrequency）低于20KHz时，会产生音频噪声。

另一个为用于RCD（电阻、电容、二极管）Snubber之陶瓷电容具有压电特性，亦会产生音频噪声。

而音频噪声强度与电流流过变压器及（或）Snubber电容的大小及最低振动频率有关。

要减低音频噪声，可运用下列方法：

方法1：

变压器含浸，以固定变压器绕线。

方法2：

降低Snubber电容值以减低Snubber之电容电流。

方法3：

改变Snubber电容型态如使用薄膜电容。

方法4：

借着斜率补偿电路以降低MOSFETDrain峰值电流。

方法5：

人耳对2~4KHz音频最灵敏